DVB信道编解码与调制解调

DVB信道编解码与调制解调(一) 

经过信源编码和系统复接后生成的节目传送码流，通常需要通过某种传输媒介才能到达用户接收机。传输媒介可以是广播电视系统（如地面电视广播系统、卫星电视广播系统或有线电视广播系统），也可以是电信网络系统，或存储媒介（如磁盘、光盘等），这些传输媒介统称为传输信道。通常情况下，编码码流是不能或不适合直接通过传输信道进行传输的，必须经过某种处理，使之变成适合在规定信道中传输的形式。在通信原理上，这种处理称为信道编码（ChannelCoding）（与信源编码相对应），实现信道编码的系统称为传输系统(Tran在工程应用中，信道编码过程一般被分为两环节：负责传输误码的检测和校正的环节称为信道编解码，负责信号变换和频带搬移的环节称为调制解调。一个实际的数字传输系统至少要包括上述两个环节中的一个环节，一般DVB的系统都是由上述两个环节构成的，因此DVB系统常被称为DVB信道编解码器与调制解调器。

 

-　我们知道，MPEG-2的TS码流是经过了高倍压后的数字电视信号,压缩编码大大节省了传输频道，提高了频道利用率，但同时也付出了一个代价―就是对传输干扰变得十分敏感。例如传输过程中的噪声干扰，在模拟电视中一般仅造成雪花干扰，但在数字电视中则可能在恢复图像中造成大块的失真，严重时甚至使整个系统无法工作。定性而论，压缩倍数越高，数字电视对传输干扰的抵抗能力越弱，即同样的传输干扰在解码恢复图像或声音中造成的损伤就越严重，对传输可靠性的要求也就越高。美国“大联盟（GA：GrandAlliance）”系统中规定，传输系统必须将传输误码纠正到10-6以下，解码器才能正常工作；而欧洲DVB-S标准中则要求传输系统将传输误码纠正到10-10-10-11的水平。可以看出，上述指标对数字电视的传输系统的要求是相当高的，不仅远高于模拟电视系统，甚至高于一般的数字通信系统，如数字电话传输系统中，误码率通常仅要求为10-3-10-6。为满足这种指标要求，近年来各国在DVB的传输系统方面进行了大量的研究，很多数字通信领域里的前沿新技术被应用于DVB传输系统中。

 

----与其它事物的发展历程一样，DVB传输统也经历了一个从落后到先进，从模拟到数字的发展过程。DVB的发展实际上起源于高清晰度电视（HDTV的研究。日本NHK于七十年代初开始HDTV的研究，于1984年公布了世界上第一个HDTV统方案---MSE，由于在其研究过程中数字通信技还不十分成，MUSE的传输系统采用的是模拟通信技术，使用模拟调频技术通过卫星进行广播。其后，在西欧英，法，西德等多国共同参加的尤里卡95计划，提出了以复用模拟分量（MAC）制为基础的HDTV方案－HD-MAC，HD-MAC的传输系统仍然采用了模拟通信技术，同样使用了模拟调频技术，通过卫星进行广播。可以看出，八十年代中期以前，模拟通信技术在新一带电视传输的研究中占了上风。由于数字通信技术固有的“门限效应”，有可能使得相邻的两个用户中的一个户能够很好地接收节目，而另一个则完全收不到节目。因此当时国际上对未来一代电视传输系统是采用数字通信技术还是模拟通信术争论十分激烈，甚至不少专家权威都倾向于模拟通技术。

 

----80年代中期以后，数字通信技术得到了迅猛发和日益广泛的应用，在越来越多的应用领域取代了模拟通信技术。这一变化也深刻影响到DVB及HDTV传输系统的发展。突破性的进展发生在90年代初，由美国联邦通信委员会（FCC）组建的先进电视顾问委员会（ACATS）对当时向ACATS提交的六套HDTV―在美国被称为“先进电视（ATV）”系统进行了测试和比较。这六套系统中包括ACTV和日本的MUSE两套模拟传输系统，以及DigiCipher、DSC-HDTV、ADTV和CC-DigiCipher四套数字传输系统。从1993年ACATS公布的测试结果来看，四套数字传输系统的性能均明显优于模拟传输系统。这一测试结果结束了新一代数字电视及HDTV的传输系统中数字通信技术与模拟通信技术之争，确立了数字通信技术的地位，从此，全数字系统―即数字压缩编码和数字传输的思想成为数字电视和HDTV研究的基本思想。----从那时起，全数字式的数字电视及HDTV得到了迅猛发展，各国纷纷提出了多种系统方案，并根据传输系统方案的不同逐渐以美国和欧洲为核心形成了两大体制：

 

---美国在1993年ACATS所测试的四套全数字ATV系统的基础上，于1993年5月成立了由四套系统的开发者共同组成的“大联盟（GA：GrandAlliance）”。经过进一步的测试比较，GA发现DSC-HDTV的VSB传输系统方案的性能优于其它三种系统。1995年11月，GA系统方案被ACATS正式提交给FCC，方案规定其传输系统以地面广播为主要传输模式，采用8-VSB方案；以有线电视（CATV）为辅助传输模式，采用16-VSB方案。GA系统方案已于1996年12月被FCC接受为美国ATV的国家标准。

 

　在欧洲，HD-MAC虽然在1992年的巴塞罗那奥运会上被试用，但到1993年时欧共体已决定放弃HD-MAC，而将目标转向全数字式的数字电视和HDTV上。在这前后欧洲推出的方案主要有：英国NTL的SPECTRE数字电视系统、法国Thomson的DIAMONDHDTV系统、法国CCETT的SPERNEHDTV系统和瑞典、丹麦、挪威合作开发的HD-DIVISION系统，这些系统的一个突出特点是传输系统中采用了一种新型的并行传输技术―编码正交频分复用（COFDM）技术。由于HDTV节目源稀少，制作困难，难以形成市场，欧洲随即将目标转向了标准数字电视（DTV）上，并成立了专门的机构，发布了一系列标准，这就是DVB标准。实际上，对传输系统而言，DVB与HDTV是没有区别的，因为传输系统所面临的传输对象都是二元比特流，为HDTV所开发的传输系统和传输技术都可以移植到数字电视系统中。DVB是一个系列化的全数字电视标准，根据不同的传输媒介采用不同的传输系统，地面广播模式中采用COFDM系统，CATV模式中64QAM系统，卫星广播模式中采用QPSK系统。

 

　-综上所述，DVB以及HDTV经过二十余年的探索，目前各国在视频音频编码方案上已统一于MPEG-2标准，分歧主要集中于传输系统上。根据所采用的传输系统方案，以美国GA系统和欧洲DVB系统为代表，形成了两大流派。从目前的对比结果来看，这两种系统在技术上难分优劣，并已发展成为各自国家或地区的数字电视及HDTV的标准。可以说，未来DVB及HDTV的体制是统一于一种世界标准，还是象现行模拟电视一样多种体制并存，主要就取决于这两种流派在传输系统方案上能否融合成一种系统。由于这一原因，使得传输系统成为当今世界DVB及HDTV领域分歧最大，争论最多，也是最热门的研究课题。DVB传输系统

 

　DVB是一个系列标准，各标准在视频音频编码方案和系统复接方案上是一致的，都符合MPEG-2标准，区别主要在于传输系统采用不同的方案，分别适用于不同的传输媒介和应用环境。截止到1997年已发布的DVB标准及适用的传输媒介如下：DVB-S(Satellite)：采用11/12GHz卫星频段进行传输的DVB系统标准，广泛适用于各种转发器的频带和功放。DVB-C(Cable)：采用有线电视系统进行传输的DVB系统标准。DVB-T(Terrestrial)：采用地面广播进行传输的DVB系统标准。DVB-CS：采用共用电视天线(SMATV)接入用户的DBV系统标准，可与DVB-C或DVB-S联合使用。DVB-MC：在DVB-C传输系统基础上，采用10GHz以下频率的MMDS直接向观众家庭传送的DVB系统标准。DVB-MS：在DVB-S传输系统基础上，采用10GHz以上频率的MMDS直接向观众家庭传送的DVB系统标准。DVB-SI：DVB服务信息系统标准，它使得DVB解码器能够进行自我配置，并帮助用户浏览DVB环境。DVB-TXT：DVB固定格式的图文电视标准。DVB-CI：DVB条件接收以及其它应用的公共接口标准。DVB-RCT：DVB在有线电视传播系统中的上行回传信道标准。DVB-RCC：DVB在共用电话交换网(PSTN)和综合业务数字网(ISDN)中的上行回传信道标准。DVB-NIP：DVB双向交互业务中与具体传输网络无关的协议标准。DVB-PDH：DVB与准同步数字系列(PDH)网络的接口标准。DVB-SDH：DVB与同步数字系列(SDH)网络的接口标准。DVB-M：DVB系统的测试指标。DVB-PI：DVB与有线电视和SMATV前端的接口标准。DVB-IRDI：DVB综合接收机/解码器(IRD)的接口标准。

 

　DVB系列标准中的传输系统可分为三类：第一类适用于广播信道，如DVB-S、DVB-C、DVB-T、DVB-CS、DVB-MC、DVB-MS等，这一类系统要通过高频信道进行广播，因此其传输系统包含了信道编解码和调制解调两个环节；第二类适用于PDH电信网络，如DVB-PDH，这一类系统通过基带传输，传输系统仅包含了信道编解码环节；第三类适用于SDH电信网络，如DVB-SDH，这一类系统也是通过基带传输的，但一般不需传输系统。数字通信与模拟通信

 

　DVB传输系统是一个全数字的通信系统，它与传统的模拟电视传输系统有着本质性的区别，在全面介绍DVB传输系统之前，我们首先简要讨论一下数字通信技术与模拟通信技术的关系。

 

----通信中有两个基本概念：信息和信号。根据信息论的定义，信号是信息的载体，也就是说，信息总是以某种具体的信号的形式表示的，并且通过信号在实际的传输系统中进行传输。具体到DVB系统中，信息就是电视台所要传送给用户的节目，而信号就是用于表示和传输节目的亮度信号、色度信号和伴音信号，以及进一步变换产生的实际传输的电视信号。信息与表示和承载它的信号之间存在着对应关系，这种关系称为“映射”，接收端正是根据事先约定的映射关系从接收信号中提取发射端发送的信息的。信息与信号间的映射方式可以有很多种，不同的通信技术就在于它们所采用的映射方式不同。

 

　在传统的模拟通信中，信号是“连续地”与信息进行映射的。这种连续性表现在两个方面：在时间上，信号在每一个时刻都承载着新的信息；在数值上，在系统设计规定的范围内信号的每一种数值都代表着不同的信息。从接收者的角度看，接收信号在每一个时刻上的每一种数值都代表着发送端发送出来了新的信息。例如在模拟电视中，接收到的Y信号在正程时间内的每一时刻上的每一个合法幅值都代表着节目灰度级的变化。

 

　在数字通信中，信号是“离散地”与信息进行映射的。这种离散性也表现在两个方面：在时间上，信号是以一个基本周期T为单位与信息进行映射的，在同一个周期内的各时刻上的信号都对应同一个信息，例如在二元数字通信系统中，一个传输周期内的信号都代表着同一个“0”信息或“1”信息；在数值上，只有有限的几个规定的信号数值是合法的，代表着信息，其它数值都是非法的。例如在二元数字系统中，只有两种合法的信号数值，而在四元数字系统中，只有四种信号数值是合法的。

 

　通信系统的目的是传输信息，衡量通信系统质量的最主要的指标有两个：传输信息的可靠性和有效性。可靠性是指接收信息的准确度，而有效性是指在单位频道内能够传输的信息量的多少。对一个通信系统而言，这两个指标是互为矛盾而又互相联系的，在实际应用中常牺牲一项指标而换取另一项指标。下面我们就从可靠性和有效性方面说明为什么数字通信优于模拟通信。

 

　数字通信与模拟通信在映射方式上的差异，导致了它们在抵抗传输干扰的能力上大为不同。模拟通信中，传输信号在任何时刻由于传输干扰而发生的任何数值上的变化，都将导致所传信息的失真，因为在规定范围内的任何信号数值都是合法的，接受机无法分辨所接收到的信号数值是由于传输干扰而发生了变化，还是发送端本来发送的就是这一数值。也就是说，信号波形的每一点失真都会导致信息丢失。数字通信则不同，由于在一个传输周期内的信号所传输的都是同一信息，接收机只须提取其中一个时刻点上的信号就可知道发送端在这个周期内发出的信息，这一时刻点称为采样点。因此在数字通信中信号波型的失真并不一定会引起信息丢失，只有采样点上的信号受到了传输干扰才有可能造成信息丢失，其它时刻都是无所谓的。采样点上的信号只有几个合法数值，即是发送端可能发送的，当接收信号由于传输过程中的干扰而发生数值上的变化时，就会成为非法数值。接收机首先可以发现这种信号失真，然后将接收信号与各合法信号数值做比较，按照最近临的原则将其判决为与之最接近的合法信号数值。这样当传输干扰不太大时，数字通信技术就有可能纠正信号失真而不发生信息丢失。例如在一个二元数字通信系统中，发送端发出“1”、“0”两种信息，分别以幅度为+A和-A两种方波信号表示和传输，映射关系为+A信号代表发送端发出的是“1”，-A信号表示发送端发出的是“0”。

 

　其中T代表方波信号的传输周期，m和n代表采样点。经过信道传输后，由于信道中的干扰和失真，使得接收信号的波形发生了变化。在采样点m处，信号幅度由+A变为+B，在采样点n处，信号幅度由-A变为-C。由于只有+A和-A是合法的信号幅值，接受机在采样到+B和-C信号数值后就会判定传输信号发生了失真。然后接收机根据最近临原则将+B和-C分别与+A、-A两个合法数值进行比较，由于+B更接近于+A，接收机就判定采样点m处发送端发出的信号实际上是+A；同样由于-C更接近于-A，接收机判定采样点n处发送端发出的信号实际上是-A。根据收发两端约定的映射规则，信号+A对应于信息“1”，-A对应于“0”，接收机就可以知道发送端在上述两个传输周期内实际发出的信息是“1”、“0”。可见，尽管传输信号受到了一定的干扰和失真，但并未造成信息的丢失。

 

　上述例子只是从理论上定性地说明了数字通信技术对传输干扰具有较强的抵抗能力，实际的数字通信系统是远较此过程复杂的。上述例子中我们假设传输干扰较小，因此最终没有发生信息丢失。但在实际应用中，干扰常常是很严重的，这样就有可能使得m采样点的信号幅值经过信道传输后小于0，接收机按照最近临原则将其判决为-A，并根据映射规则认为在此周期内发射端发送出的信息为“0”，最终造成了信息丢失。对于这种情况，数字通信系统中采用了纠错编码措施，进一步提高对传输干扰的抵抗能力。由于数字信号都可以用某种进制的数值表示，按照某种纠错算法对数字信号进行数值运算，接收机就可以在一定范围内发现甚至纠正传输差错。

 

　由于传输信道的频带资源总是有限的，因此提高传输效率是通信系统所追求的最重要的指标之一。模拟通信基本上没有办法控制传输效率，只有单边带调幅（SSB）或残留边带调幅（VSB）可以节省近一半的传输频带。数字通信中的调制技术远远多于模拟调制技术。在传统的调幅、调相、调频技术中，常用的数字调制技术有2ASK、4ASK、8ASK、BPSK、QPSK、8PSK、2FSK、4FSK等，频带利用率从1bit/s/Hz～3bit/s/Hz。更有将幅度与相位联合调制的QAM技术，目前数字微波中广泛使用的256QAM的频带利用率可达8bit/s/Hz，八倍于2ASK或BPSK。此外，还有可减小相位跳变的MSK等特殊的调制技术，为某些专门应用环境提供了强大的工具。近年来，四维调制等高维调制技术的研究也得到了迅速发展，并已应用于高速MODEM中，为进一步提高传输效率奠定了基础。总之，数字通信所能够达到的传输效率远远高于模拟通信，调制技术的种类也远远多于模拟通信，大大提高了用户根据实际应用需要选择系统配置的灵活性。

 

　在数字通信系统中，定性而论，传输效率越高，传输可靠性越差；效率越低，可靠性越高，即提高有效性与提高可靠性是一对矛盾，实际通信系统设计的任务就是在这两者之间作综合考虑。例如在卫星通信中，由于信号衰减很严重，传输信号常淹没在噪声中，可靠性问题变得十分尖锐，因此采用了QPSK调制技术。QPSK具有很强的抵抗幅度干扰的能力，但传输效率比较低，仅为2bit/s/Hz。而在数字微波通信中，由于干扰较小，信道环境较好，因此采用了256QAM这种高效调制技术，传输效率高达8bit/s/Hz，但256QAM抗干扰的

 

　无论针对哪种传输媒介，从节目复用器和传送复用器中生成的都是标准的MPEG-2的TS码流。当进行数字广播时，根据传输媒介，选用相应的传输系统，通过纠错编码和调制，将TS码流变换成射频信号。

 

　PDH网是现有的电信网的一种，是一种全数字的通信网。PDH网中传输速率被规定为有限的几种，称为PDH速率级别，只有符合速率级别的比特流才可以进入PDH网中传输。PDH的速率级别有两种体制，分别为北美体制和欧洲体制，我国采用欧洲体制，共有四个级别，速率从低到高依此为2.048Mbps,8.448Mbps,34.368Mbps和139.264Mbps。PDH常被用于台与台之间交换节目，以数字微波为传输媒介。对DVB而言较常用的是8.448Mbps和34.368Mbps两种级别，传输一路MPEG-2节目码流可选用8.448Mbps级别，34.368Mbps级别可用于四路或更多路同时传输。对节目发送者和接收者而言，PDH网是一个基带传输系统，即发送者将规定速率的节目码流送入PDH网，接收者将接收到相同速率和格式的节目码流，因此DVB-PDH传输系统中不需要调制解调器。由于数字微波系统在传输过程中会引入一定的误码，这些误码可能对编码图像或声音产生损伤，因此DVB-PDH传输系统中需要信道编解码器。

 

　SDH是一种新型的数字通信网络，适用于长途骨干传输网，传输高速信息。与PDH一样，SDH也具有规定的速率级别，目前常用的级别为155.520Mbps和622.080Mbps两种；但与PDH不同的是，SDH只有一种国际体制，为世界各国所接受。ATM是一种交换技术，特别适用于活动图像之类的宽带信息通信。SDH和ATM技术近年来发展十分迅速，两者相结合，将在下一世纪成为台与台之间交换远程交换节目的主要途径。SDH以光纤为传输媒介，几乎没有传输干扰，因此DVB-SDH标准中没有特殊的传输系统，只有SDH成帧接口或ATM适应层接口。

 

　尽管DVB可适用于多种传输媒介，但广播仍是DVB最主要的传输媒介，决大多数用户将通过广播信道接收DVB节目，因此DVB标准是以DVB-S、DVB-C、DVB-T和DVB-SC四个适用于广播信道的标准为核心的。此外，由于广播信道中的各种干扰与其它类型的信道中的干扰相比最为严重，适用于广播信道的DVB传输系统技术最为复杂，结构也最为完善，将其做适当的简化和修改，即可适用于其它类型的信道。为能全面介绍DVB传输系统的技术和结构，我们在下文中以广播信道上的DVB传输系统为例进行讨论。（待续）

 DVB信道编解码与调制解调(二)作者：北京邮电学院博士后:梅剑平/北京邮电学院教授:全子一

　在DVB的广播信道中，卫星广播、CATV和地面广播是三类最主要的形式，因此DVB-S、DVB-C和DVB-T是应用最为广泛的传输系统，下面我们就重点介绍DVB-S、DVB-C和DVB-T三种标准的传输系统。这三种传输系统中的技术和参数有所不同，但如果抛开具体形式，它们在本质上却具有相同的基本结构。　

 

DVB传输系统只包括了中频以下的部分，这是因为调制到中频以后，DVB数字信号在信号形式上与模拟电视信号已没有差别，从中频到射频的部分，DVB传输系统与传统的模拟电视系统基本相同，因此我们这里仅介绍中频以下的部分。　

 

DVB传输系统是由发射端和接收端两部分构成的，而且两部分中的技术环节是一一对应的。对传输系统而言，所要达到的最根本的目标是要将发射端复用器生成的TS码流无失真地完整地传送给接收端的分接器。但是，在实际信道中总是存在这样或那样的干扰，无失真的理想指标在实际应用中是达不到的，在进入接收端分接器的TS码流中总会混有一定数量的误码，因此传输系统在实际应用中所要达到的目标就是使传输误码足够少，以达到系统设计的误码指标。按所实现的功能归纳，DVB传输系统主要由以下五个部分构成：

 

　1、数据扰乱

 

　-数字通信理论在设计通信系统时都是假设所传输的比特流中“0”与“1”出现的概率是相等的，各为50%，实际应用中的通信系统以及其中的数字通信技术的设计性能指标首先也是以这一假设为前提的。但TS码流经过编码处理后，可能会在其中出现连续的“0”或连续的“1”。这样一方面破坏了系统设计的前提，使得系统有可能会达不到设计的性能指标，另一方面在接收端进行信道解码前必须首先提取出比特时钟，比特时钟的提取是利用传输码流中“0”与“1”之间的波形跳变实现的，而连续的“0”或连续的“1”给比特时钟的提取带来了困难。为了保证在任何情况下进入DVB传输系统的数据码流中“0”与“1”的概率都能基本相等，传输系统首先用一个伪随机序列对输入的TS码流进行扰乱处理。伪随机序列是由一个标准的伪随机序列发生器生成的，其中“0”与“1”出现的概率接近50%。由于二进制数值运算的特殊性质，用伪随机序列对输入的TS码流进行扰乱后，无论原TS码流是何种分布，扰乱后的数据码流中的“0”与“1”的概率都接近50%。扰乱改变了原TS码流，因此在接收端对传输码流纠错解码后，还需按逆过程对其进行解扰处理，以恢复原TS码流。

 

　从信号功率谱的角度看，扰乱过程相当于将数字信号的功率谱拓展了，使其分散开了，因此扰乱过程又被称为“能量分散”。

 

　2、纠错编码

 

　数字通信虽然较模拟通信相比有较强的抗干扰的能力，但当干扰较大时仍然可能发生信息失真，因此必须采取措施进一步提高传输系统的可靠性，纠错编码就是为这一目的提出的。纠错编码是数字通信特有的，是模拟通信所不具备的。纠错编码利用数字信号可以进行数值计算这一特点，将若干个数字传输信号作为一组，按照某种运算法则进行数值运算，然后将传输信号和运算结果（也是数字信号）一起传送给接收机。由于一组传输信号和它们的运算结果间保持着一定的关系，如果传输过程中发生了错误，使得传输信号或运算结果中产生了错误数码，这种关系就会遭到破坏。接收机按规定的运算法则对接收的一组传输信号及其运算结果进行检查，如符合运算法则，则认为传输信号中没有误码，然后将运算结果抛弃，将传输信号送给下一级处理系统，如数据解扰器；如不符合运算法则，就意味着传输中发生了误码，如果误码的数量不超出纠错编码的纠错范围，纠错解码器就会按照某种算法将误码纠正过来，然后将正确的传输信号送给下一级处理系统，如果误码的数量超出了纠错编码的纠错范围，纠错解码器无法纠正这些误码，将发出一个出错信号给下一级处理系统，通知下一级处理系统传输信号中有误码。

 

　任何纠错编码的纠错能力都是有限的，当信道中的干扰较严重，在传输信号中造成的误码超出纠错能力时，纠错编码将无法纠正错误。针对这种情况，DVB通信系统中采用了两级纠错的方法以进一步提高纠错能力。如果把整个通信系统，包括传输信道看成一个传输链路的话，那末处于外层的纠错编/解码一般被称为外层纠错编码，而处于内层的纠错编/解码一般被称为内层纠错编码。内层纠错编码首先对传输误码进行纠正，对纠正不了的误码，外层纠错编码将进一步进行纠正。两层纠错编码大大提高了纠正误码的能力，如果内层纠错编码将传输误码纠正到10-3的水平，即平均每一千个传输数码中存在一个误码的话，经过外层纠错编码后，误码率一般可降至10-5的水平；而如果内层纠错编码将传输误码纠正到10-4的水平的话，经过外层纠错编码后，误码率一般可降至10-8的水平。在目前的DVB传输系统中，外层纠错编码采用RS码，内层纠错编码采用卷积码。

 

　内层的卷积纠错编码虽然具有很强的纠错能力，但一旦发生无法纠正的误码时，这种误码常常呈现连续发生的形式，也就是说，经卷积解码器纠错后输出的码流中的误码常显连续的形式。此外，信道中还存在着诸如火花放电等强烈的冲激噪声，也会在卷积解码后的码流中造成连续的误码。这些连续误码落在一组外层RS码中，就可能超出RS码的纠错能力而造成信息失真。为避免这种情况，在两层纠错编码之间加入了数据交织环节。数据交织改变了信号的传输顺序，将连续发生的误码分散到多组RS码中，落在每组RS码中的误码数量就会大大减少，不会超出RS码的纠错能力，RS码能够将其纠正过来。实践证明，数据交织提高了系统的纠错能力，特别是对冲激噪声的纠错能力。

 

　3、数字调制

 

　传输信息有两种方式：基带传输和调制传输。由信源直接生成的信号，无论是模拟信号还是数字信号，都是基带信号，其频率比较低。基带传输就是将信源生成的基带信号直接传送，如音频市话、计算机间的数据传输等。基带传输系统的结构较为简单，但难以长距离传输，因为一般的传输信道在低频处的损耗都是很大的。为进行长途传输，必须采用调制传输的方式。调制就是将基带信号搬移到信道损耗较小的指定的高频处进行传输，调制后的基带信号称为通带信号，其频率比较高。DVB传输系统是数字传输系统，因此其中采用的调制技术是数字调制技术。

 

　数字调制的基本任务有两个：第一个任务同模拟调制一样，将不同的节目传输信号搬移到规定的频带上，这一功能是由图3中的调制器和解调器实现的，它实质上是一个载波耦合的过程；第二个任务是控制传输效率，在DVB传输系统中，可根据需要将频带利用率从2bit/s/Hz提高至6bit/s/Hz，这相当于提供了2-6倍的压缩，这一功能是由图3中的映射和反映射实现的。实际上，数字调制的主要目的在于控制传输效率，不同的数字调制技术正是由其映射方式区分的，其性能也是由映射方式决定的。

 

　我们可以注意到，一个数字调制过程实际上是由两个独立的步骤实现的：映射和调制，这一点与模拟调制不同。映射将多个二元比特转换为一个多元符号，这种多元符号可以是实数信号（在ASK调制中），也可以是二维的复信号（在PSK和QAM调制中）。例如在QPSK调制的映射中，每两个比特被转换为一个四进制的符号，对应着调制信号的四种载波。多元符号的元数就等于调制星座的容量。在这种多到一的转换过程中，实现了频带压缩。应该注意的是，经过映射后生成的多元符号仍是基带数字信号。经过基带成形滤波后生成的是模拟基带信号，但已经是最终所需的调制信号的等效基带形式，直接将其乘以中频载波即可生成中频调制信号，这一步由图3中的调制器实现。

 

　4、均衡

 

----为了防止传输符号间的相互串扰，数字通信系统中大都采用升余弦滚降信号波形。升余弦滚降信号具有良好的传输特性，但实际的传输信道不可能是完全理想无失真的，因而经过传输后这种波形常常会遭到破坏，其后果就会引起符号间的串扰。符号间串扰与噪声干扰不同，它来自传输信号本身，某个采样点处的符号间串扰来自于相邻信号采样点。符号间串扰难以用增大信号功率的方式减小其影响，因为增大信号功率会将符号间串扰同时增大，符号间串扰是一种乘性干扰。符号间串扰严重时会使整个系统无法工作，必须对其进行校正，这个校正的过程称为均衡。均衡在模拟通信系统中也经常采用，但一般在频率域中进行，称为频域均衡。在数字通信系统中采用的是时域均衡。时域均衡在时间域内进行，采用有限冲激响应滤波器（FIR）实现。它的优点是可以利用数字信号处理理论和超大规模集成电路技术，具有设计准确、实现方便的特点。

 

　5、同步与时钟提取

 

　同步是指接收机在某个系统工作频率上与发射机保持一致，其间的偏差不超出设计规定的范围。同步问题在模拟通信系统中也存在，比如在同步解调时，接收机必须首先生成一个在频率和相位都与发送载波一致的本地载波，解调器才能进行解调，即接收机需要与发射机保持载波上的同步。载波同步在数字通信系统中也同样需要，但在数字通信系统中还有两种更重要的同步。第一种同步是比特和符号同步。数字接收信号在解调后就以符号或比特的形式呈现，前文说过，数字信号的处理以符号或比特为单位，在采样点处进行。为了准确地在采样点处读写信号数值，接收机首先需要生成一个在标称频率上与发送符号或比特的频率一致的本地读写控制信号，这个读写控制信号称为符号时钟或比特时钟，接收机中的解码及其它信号处理都是在符号时钟或比特时钟的控制下进行的。符号时钟和比特时钟是由接收机的本地晶体振荡器生成的。由于晶体振荡器固有的频率漂移，即其振荡频率会在一定范围内围绕标称值波动，使得符号时钟和比特时钟与发送信号的频率间产生偏差。这种频率偏差逐渐累积达到一定程度时，就会造成采样错误：当本地时钟大于信号频率时，有可能使得同一个符号或比特被采样两次，而当本地时钟小于信号频率时，有可能使得某些符号或比特被遗漏。为了保证正确地采样信息，接收机中必须采取措施将本地时钟与信号频率间的偏差控制在系统允许的范围之内，这种措施称为“锁相”，实现锁相的设备称为锁相环。锁相环在数字通信系统中具有举足轻重的地位，锁相环性能不佳有可能使得整个系统无法工作。第二种同步是传输帧同步。数字通信系统中传输数据时是以将数据分成具有一定格式的组来传输的，这种组称为传输帧。纠错编/解码、数据交织/反交织以及均衡都是按数据帧进行的，因此接收机在进行数据处理前还必须提取出帧同步。

 

　实际上，整个DVB接收机的工作都是建立在同步的基础上的，在开机或频道切换后，接收机进行初始化时的首要任务就是建立上述三种同步，尤其是符号、比特同步和帧同步。只有当这三种同步建立完成之后，接收机才能开始正常工作。同步系统的性能对接收机非常重要，许多接收机在实际应用中工作状态不稳定都是由其同步系统所导致的。

 

　除上述5个主要部分外，DVB传输系统还有几个次要一些的部分：

 

　基带接口负责DVB传输系统与MPEG-2复/分接系统间的适配，因为上述两个系统接口的信号码型和电平可能有所不同，基带接口负责其间的转换。由于这一接口处的信号为数字基带信号，因此称为基带接口。

 

　为了避免相邻传输信号之间的串扰，多元符号需要有合适的信号波形。图1中的方波是在本地数字信号处理时常见的波形，但在实际传输时这种方波并不合适。根据奈奎斯特第一准则，在实际通信系统中一般均使接收波形为升余弦滚降信号。这一过程由发送端的基带成形滤波器和接收端的匹配滤波器两个环节共同实现，因此每个环节均为平方根升余弦滚降滤波，两个环节合成就实现了一个升余弦滚降滤波。实现平方根升余弦滚降信号的过程称为“波形成形”，通过采用合适的滤波器对多元码流进行滤波实现，由于生成的是基带信号，因此这一过程又称“基带成形滤波”。接收端的“匹配滤波”是针对发射端的成形滤波而言，与成形滤波相匹配实现了数字通信系统的最佳接收。

 

　中频滤波的目的是滤除信号频带之外的噪声，并实现与射频部分的接口。

 

　上述几个部分虽然被称为次要部分，但同样是DVB传输系统必不可少的，只是技术上比较成熟了而已。

 

　与压缩编、解码系统不同，数字传输系统中纠错解码器的结构远较纠错编码器的结构复杂，解调器的结构也较调制器的结构复杂，接收端的同步系统也远较发射端的同步系统复杂，此外在接收机中还需要发射机中没有的均衡器，因此传输系统中接收机的成本远高于发射机的成本。DVB广播信道

 

　DVB传输系统之所以具有如此的结构，完全是由DVB广播信道的特性决定的，例如由于信道的频带有限，需要通过调制技术来调整频带效率；由于信道中存在各种干扰，需要采用各种纠错及均衡技术消除干扰。可以说，传输系统中的所有环节和技术都是为适应信道特性服务的，信道特性是传输系统设计的基础。为了更好地理解DVB传输系统，对DVB广播信道的特性进行深入分析是必不可少的。

 

　DVB广播信道包括卫星广播信道、有线电视广播信道和地面广播信道。从形式上看，这三种广播信道有很大的不同。但如果仅分析传输系统的设计产生影响的信道特性，上述三种广播信道则可归纳为统一的信道模型中。

 

　信道模型是从实际信道中抽取出来的数学模型，用于设计通信系统。因此对于不同的通信系统同一个信道可能会建立出不同的信道模型。例如设计模拟通信系统时，所建立的信道模型应为模拟信道模型；而设计数字通信系统时，所建立的信道模型应为数字信道模型。DVB广播信道本身是一个高频模拟信道，无论其中的传输信号还是干扰和失真都为高频模拟波形，但在针对中频以下的数字基带传输系统建立模型时，信道中的传输信号和干扰信号经过解调后最终都将被转换成对基带数字通信系统的影响，呈现为基带数字信号的形式。因此在数字通信系统的设计中，一般采用“等效基带”的形式建立信道模型：发射信号和接收信号以调制前或解调后的基带数字信号表示，称为“等效基带发射信号”或“等效基带接收信号”，干扰信号以解调后进入基带通信系统中的基带数字信号表示，称为“等效基带干扰信号”，这样的信道模型称为“等效基带信道”。图4所示就是等效基带DVB广播信道，它可以直接用于DVB传输系统的设计。

 

　应该说，对于DVB广播信道，目前国际上尚无统一的信道模型，各国在DVB的研究中都提出了各自的模型，它能够比较全面地反映DVB广播信道的特性，具有代表性的信道模型。这个模型发表于国际电子和电气工程师协会（IEEE）学报上，并曾用于美国先进电视系统（ATV）的测试中。我国“八五”科技攻关项目“HDTV传输制式关键技术的研究”中也采用了这个信道模型。因此本文就以这一信道模型为基础介绍一下DVB广播信道的主要特性。

 

　实际DVB广播信道中的干扰和失真存在很多种，不同的信道环境也可能不尽相同，但从性质上可以合并归纳为三类：回波干扰、噪声干扰和同频干扰。干扰信号从本质上讲不是恒定信号，而是随机信号。在分析干扰信号时一般应提取它的统计特性，但有时统计特性分析比较复杂，或很困难，在这种时候可以从一些典型的实测数据中观察干扰信号的特性。下面我们讨论一下三类干扰的特性。

 

　1、回波干扰

 

　回波干扰在地面广播中最为普遍，地面广播中发射信号的电磁波遇到山脉、树木及楼房而产生反射，反射信号进入接收机中就会造成回波干扰。有线电视系统中，由于网络节点的阻抗不匹配也可能会造成一定的回波干扰，但程度要比地面广播中的轻。卫星广播中因为天线的方向性很强，一般不存在回波干扰。回波干扰在模拟电视中造成的就是重影，而在数字电视系统中造成的是数字通信中所谓的“符号间干扰（ISI：Inter-SymbolInterference）”。ISI是数字通信系统中除噪声干扰之外最主要的干扰，它与加性的噪声干扰不同，是一种乘性的干扰。造成ISI的原因有很多，实际上，只要传输信道的频带是有限的，就会不可避免地造成一定的ISI，只是其程度一般较之由回波产生的ISI要轻。但在数字电视系统中，回波是造成ISI最主要的原因，为了遵从习惯，数字电视中一般仍将ISI称为回波干扰。

 

　从接收机的角度来看，回波干扰相当于将发射信号延时，再进行幅度衰减和相位旋转后，叠加在原发射信号上，因此回波信号对通信系统的设计有影响的特性有三项：回波的时延、回波的幅度衰减和回波的相位旋转。

 

　这里所说的回波的时延不是指回波的绝对时延，而是指回波相对于发射信号而言的相对时延。也就是说，以发射信号到达接收机的时刻为记时起点，而计算的回波到达接收机的时间。前文说过，数字通信系统中是以比特或符号为单位进行信号处理的，因此回波时延的统计也应以相应的数字通信系统的符号周期为单位，因为时延范围在同一个符号周期内的回波将以大体相同的方式对这一周期的信号抽样值产生干扰。在统计时一般将时延范围在同一个符号周期内的回波叠加在一起，作为这一符号周期的总回波干扰，而在建立回波干扰的信道模拟时回波的时延就均为相应数字通信系统的符号周期T的整数倍。回波干扰的信道模拟由图4中上半部的带抽头的移位寄存器实现。发射信号s(t)首先通过一系列延时为T的移位寄存器，这里的T就是对应的数字通信系统的符号周期，移位寄存器的个数与回波的最大时延成及传输信号的速率正比；然后从每个移位寄存器后输出，经过幅度衰减和相位旋转后就相当于一条回波；再将这些回与发射信号相加，就得到了经过回波干扰的接收信号r(t)。需要注意的是，回波干扰对数字信号的影响是与信号的符号速率密切相关的，相同时延的回波干扰对不同符号速率的传输信号的影响是不同的，符号速率越高，影响越严重。例如回波时延为1微秒时，对波特率为1M符号/秒的传输信号，每一个传输符号的回仅能干扰到其后的一个传输符号，此时图4中的移位寄存器只有一个；但如对波特率为6M符号/秒的传输信号，每一个传输符号的回波能干扰到其后的六个传输符号，此时图4中的移位寄存器将有六个。也就是说，传输信号速率越高，就越易受到回波干扰的影响。如果将回波的时延看作一个随机序列的话，日本的Hirofumi经过大量分析和研究，认为其概率分布符合泊松分布。回波时延的最大长度以地面广播信道中的为最长，在山区回波可达20微秒以上；平原地区在大都市中由于高楼大厦的影响，回波也较长，一般为8-10微秒；郊区回波相对短一些，一般仅2-3微秒。表1中所列的回波参数是一组平原地区的实测数值，以前曾用于美国NTSC测试鬼影消除器，后被广泛用于数字电视系统的研究中，我国“八五”科技攻关项目“HDTV传输制式关键技术的研究”中也采用了这组回波参数。

 

　这是一个五径回波模型，包括一条直接传输路径(LineofSight)和四条回波路径(echo)。最大回波时延达到了8.2微秒。

 

　回波干扰是由于反射或信道的线性失真所引起的，在这个过程中，回波的幅度会有较大的衰减，相位也回发生旋转。这里所说的幅度衰减和相位旋转也不是指回波的绝对衰减和相移，而是指回波干扰相对于接收信号而言的相对幅度衰减和相对相位偏移。发射信号在传输过程中虽然也会发生幅度衰减和相位旋转，但到达接受机后通过放大器会将接收信号的功率恢复到一个标称值，相位旋转在解调时也会得到补偿。所以从接收机的角度看可以认为传输信号是没有发生幅度衰减和相位偏移的，这就是为什么表1中直接传输路径（路径时延为0）中的发射信号的幅度衰减和相位偏移都为0。但是，接收机中的放大器在放大接收信号的同时，也会连回波一起放大；解调器在校正接收信号的相位偏移的同时，同样会将回波的相位一起旋转。因此实际对接收机的工作过程产生影响的回波幅度和相位是经过放大和旋转后的幅度和相位。

 

　前文说过，图4中的每一路回波实际上是由多条时延在同一个符号周期内的回波构成，因此每一路回波的幅度和相位都是多条回波合成后的幅度和相位，是一个随机变量。由于构成一路回波的多条回波是由不同的反射或线性失真而来的，彼此之间没有关系，这在概率论中称为“非相关”。日本的Hirofumi在大量实测数据分析的基础上，得出如下结论：回波幅度在几百个波长的近距离内服从Rayleigh分布，在更大的距离范围内服从对数正态分布。回波的相位在[0,2π)间服从均匀分布。

 

　另外，从表1中我们还可以发现，时延越长，回波的幅度衰减越大，即回波的平均功率是随着时延的增大而逐渐减小的。

 

　DVB系统中在描述回波干扰时常用到一个指标－D/U。D/U是指接收信号的平均功率与全部回波干扰的总平均功率之比，表示了回波干扰的严重程度。D/U越小，表示回波干扰越严重。

 

----回波干扰的频率响应呈现周期性的衰落，这在通信原理中称为“频率选择性衰落”。所以数字电视广播信道中的回波干扰属于频率选择性的衰落。

 

　2、噪声干扰

 

　噪声干扰实际上是任何通信系统都必须面对的问题，地面广播、卫星广播和CATV中都会遇到。DVB广播信道中的噪声干扰有两类：高斯白噪声干扰和冲激噪声干扰。噪声干扰与回波干扰不同，它是一种加性干扰（见图4中的c(t)），线性叠加在接收信号上的。

 

　高斯白噪声的来源十分广泛，既有来源于其它频道中的电磁辐射，天体辐射所造成的宇宙噪声等设备外部噪声干扰，又有来源于有源器件中电子或载流子运动的起伏变化，电阻的热噪声等设备内部的噪声干扰。此外，各路回波干扰中也带有噪声干扰，这些噪声干扰最终也会被带入接收机中。上述各种干扰虽然是在发射信号传输过程中的不同阶段进入传输信号的，但它们都是以线性叠加的方式影响传输信号，因此可以将它们等效为一个噪声干扰。这样一个等效的噪声干扰具有两个特性：1）由于各噪声干扰彼此是非相关的，根据概率论的有关理论，它们的合成信号服从正态分布，也就是高斯分布；2）由于各噪声干扰的功率谱分布在范围非常广泛的频率上，它们的合成信号的功率谱密度在整个频率轴上接近于均匀分布，即在各频率点处都相等，这种功率谱分布在信号处理中被成为“白”的。由于上述两点特性，这种等效合成噪声干扰被称为“高斯白噪声”。高斯白噪声是通信系统设计过程中最常使用的干扰模型，实际上，数字通信系统中的关键技术通常都是按高斯白噪声信道设计的。

 

　冲激噪声干扰是一种突发性的噪声干扰，它的特点是不经常发生，但一旦发生在其持续时间内强度远大于高斯白噪声，此时对通信系统的影响也较大。冲激噪声主要来源于闪电、各种工业电火花和电器开关的通断等。冲激噪声虽然也是随机变量，但由于不经常发生，所以一般不用统计特性来描述，在DVB系统中仅对其持续时间长度作规定。

 

　3、同频干扰

 

　同频干扰仅存在于数字地面同播方式中，卫星广播和CATV中没有这一干扰。而数字地面广播中如不采用同播方式时也不存在这种干扰。所谓“同播(simulcast)”是指在数字电视的地面广播中，将数字电视放置在“禁用频道(Taboo)”上进行广播。禁用频道为相邻服务区的模拟电视所使用，本地的模拟电视不用，因此可用禁用频道广播本地数字电视，以提高地面广播的频谱资源的利用率。采用同频方式广播时，由于数字通信具有较强的抗干扰能力，因此DVB传输信号的发射功率可以远低于模拟电视的发射功率。这样DVB发射信号不会对相邻服务区的模拟电视接收机产生影响，但相邻服务区的模拟电视发射信号却可能会对DVB接收机造成干扰，这种干扰称为“同频干扰”。同频干扰也是一种加性的干扰。 (待续）

DVB信道编解码与调制解调(三) 作者：北京邮电学院博士后:梅剑平/北京邮电学院教授:全子一

　　　数字通信的关键技术DVB传输系统中采用了许多数字通信技术，包括一些最新发展的先进技术，下面我们对其中的一些比较关键的技术作进一步的讨论。

 

纠错编码

 

纠错编码是数字通信系统的一大优点。纠错编码主要有三种类型：前向纠错（FEC）、检错重发（ARQ）和混合纠错（HEC）。后两种类型用于双向通信系统中，DVB属于单向的广播，因此DVB系统中采用的是FEC。

 

　　AAAA经过多年的不断研究，纠错编码已发展了很多种类，技术上也比较成熟了。按照差错控制能力分，纠错编码可分为检错码、纠错码和纠删码。检错码仅能检测误码，纠错码仅可纠正误码，纠删码则兼有纠错和检错能力。DVB系统中使用的是纠删码。按照信息码元和校验码元之间的约束方式不同，可分为分组码和卷积码。按照构造编码的数学方法可分为代数码、几何码和算数码。代数码建立在近世代数的基础上，是目前发展最为完善的编码。按照信息码元和校验码元之间的检验关系不同，代数码可分为线性码和非线性码。按照信息码元在编码后是否保持形式不变，线性码又可分为系统码和非系统码。按照码字的循环结构系统码又可分循环码和非循环码。DVB系统中采用的是代数、线性、系统、循环码。

 

　　为了提高系统对误码的抵抗能力，DVB系统中同时使用了分组码和卷积码。在编码器复杂度相同的情况下，卷积码的性能优于分组码；但分组码有严格的代数结构，而卷积码至今尚未找到严密的数学手段，可以把码的纠错性能与码的构成十分有规律地联系起来，目前卷积码还是采用计算机搜索的方法来寻找性能优良的好码。分组码的解码算法可以由其代数特性直接得到，卷积码则通常采用树搜索的Viterbi解码法和序列解码。

 

a、分组码

 

　　DVB系统中的外层纠错编码采用的就是分组码中的RS码。分组码将串行的信息码流分为长度为k个码元的组，每组信息码元在编码器中按照一定的数学运算关系生成r个校验码元。分组码的特点是，每组内的r个校验码元只与本组内的k个信息码元有关，只由本组内的信息码元生成，与其它组内的信息码元无关，如图6所示。----由于加入了校验码元，编码器输出的码流速率要高于输入的码流速率，也即校验码元要占用一部分传输频带，这是纠错编码的一个代价。定性而论，校验码元越多，纠错能力越强，但传输频带方面付出的代价就越大。分组码中衡量校验码元多少的一个基本参数是码率，分组码的表示方式一般采用(n,k)的形式，n为编码后一个分组的码元数，它等于信息码元数加上校验码元数，n=k+r，编码后的一个分组（包括k个信息码元和r个校验码元）称为码字。码率表示一个码字内信息码元数的相对长度，可以定性反映一种编码的纠错能力，同时也可以从中推算出校验码元的相对长度及其在频带上的代价。----精确表示分组码纠错能力的参量是“最小码距d”，d以码元数为单位。分组码的纠错能力与d之间的关系为：如要保证在一个码字内能够检测出e个误码，则要求d≥e+1；如要保证在一个码字内能够纠正t个误码，则要求d≥2t+1；如要保证在一个码字内能够纠正t个误码，同时检测出e(e≥t)个误码，则要求d≥e+t+1。

 

　　最小码距越大，纠错的能力就越大。最小码距由编码算法和码率决定，在码率相同的情况下，也即在码字长度和校验码元数都相同的情况下，d越大的编码算法越好；或者说，在d相同的情况下，码率越大的编码算法越好，因为它在码字长度相同时所需的校验码元较少，频带方面的代价较小。因此，有时为了使用户便于了解一种分组码的纠错能力，常将分组码表示成(n,k,d)的形式；或者，为了更直观地反映出一个分组码的纠错能力，将分组码表示成(n,k,t)的形式。可以看出，在纠错能力与d的关系中取等号的时候，分组码的纠错能力达到了最强，即如要保证在一个码字内能够检测出e个误码，则只需d=e+1；如要保证在一个码字内能够纠正t个误码，则只需d=2t+1；如要保证在一个码字内能够纠正t个误码，同时检测出e(e≥t)个误码，则只需d=e+t+1。

 

　　大多数分组码的纠错能力是达不到上述最强指标的，只有RS码可以达到这一指标。RS码属于BCH码的一种。BCH码是循环码的一种，它具有纠正多个随机错误的能力。BCH码有严密的代数结构，是目前研究的最为透彻的一类码。它的描述编码算法的生成多项式g(D)与最小码距d之间有密切的关系，可以根据所要求的纠错能力t很容易地构造出BCH码。RS码是Reed-Solomon码的简称，它是一类非二进制BCH码。在RS(n,k)码中，输入码元分为k×m比特的组，每组包含k个码元，每个码元包含m个比特。一个纠错能力为t个码元误码的RS码的参数如表2。

码长n=2m-1码元或m(2m-1)比特信息码元k码元或km比特校验码元n-k=2t符号或m(n-k)比特最小码距d=2t+1码元或m(2t+1)比特　

 

　RS码的最小距离d=2t，因此RS码常表示为RS(n,k,2t)。DVB系统中采用的是m=8的RS码，每个码元包含8个比特，即为一个字节。8比特码元的RS码的标准码长为255码元。但RS码具有一个特性：码长截短后码的特性和纠错能力不变。以DVB系统为例，8比特码元的，纠错能力为8个字节的RS标准码应为RS(255,239,t=8)，但当输入信息码元分组不足239字节时，如k=188字节时，仍可采用标准的RS(255,239)编码器进行编码，生成的RS(204,188,t=8)码与标准的RS(255,239,t=8)码具有完全相同的特性和纠错能力。实际上每种码元的RS码的编码器都是按照标准码设计的，当遇到截短的信息码元分组时，编码器先在其前面填补“0”码元，将其变成标准长度的信息码元分组。例如在DVB系统中，当RS编码器输入信息分组k=188字节时，RS编码器先在信息分组前加上51个字节，将信息分组的长度变成标准的239个字节；然后根据这239个字节运算生成16个字节的校验码元，产生255字节的RS(255,239)码字，当RS码字输出前再将信息码字前加入的“0”去掉，变成RS(204,188)输出，这一过程如图7所示。RS码的这一特性可以表述为：在截短的信息码元前补“0”至标准长度后进行编码，与标准RS码的特性完全相同。

 

　RS码是性能很优越的分组码，尤其是具有很强的抗突发误码的能力，因此被广泛应用于各种通信领域。RS编解码器已有专用集成电路芯片，LSILogic公司的RS编解码器最高时钟可达到60MHz。

 

　b、卷积码

 

　卷积码在形式上也是分组处理的：每k个输入信息码元为一组，经编码处理后加入r个校验码元，生成n=k+r个码元的码字。但与分组码不同的是，卷积码字内的r个校验码元不仅与本码字内的k个信息码元有关，还与前面的（N-1）个码字内的信息码元有关，是由本码字和前面的（N-1）个码字内的信息码元按照规定的编码算法共同生成的，如图8所示。

 

　从图8中可以看出，卷积码的输出序列相当于输入序列与由移位寄存器和模2和连接方式所决定的另一个序列的卷积，卷积码即由此得名。N称为卷积码的编码约束长度，N越大，卷积码的纠错能力就越强。卷积码通常表示为(n,k,N)的形式，但有时也以k/n的形式表示，k/n为编码效率。卷积码的码字长度n通常很小，一般不超过10个码元。卷积码的编码效率比分组码的小。在工程应用中，卷积码常以生成多项式来表示，下面我们以一个(2,1,3)的简单卷积码为例介绍一下生成多项式的定义。(2,1,3)卷积码编码器如图9所示。

 

　图9卷积码中每个信息分组为1比特，编码约束长度为3，每次编码生成的码字为2比特。设输入序列表示为M(D)，输出序列表示为Xi(D)，D为序列中的比特序号；生成多项式表示为gi(D)，D对应于编码器的移位寄存器从左到右的位置，i=1,2代表两路输出码流。则

 

　Xi(D)=gi(D)?M(D)

 

　-生成多项式是描述输入序列M(D)与输出序列Xi(D)之间的关系的，它的数目与每次编码生成的比特数相对应，每个输出比特都对应着一个生成多项式。图9中X1对应的生成多项式为g1(D)，X2对应的生成多项式为g2(D)。

 

　gi(D)由一个二进制数值表示，它的各位分别对应于编码器中的各移位寄存器。如果某寄存器与生成Xi的模2和相连，则gi(D)中与此寄存器相对应的位为“1”，否则为“0”。图9中

 

　g1(D)=(111)2=(7)8

 

　g2(D)=(101)2=(5)8

 

　当N较小时，gi(D)一般以二进制表示；当N较大时，gi(D)一般以八进制表示。

 

　卷积码的纠错能力由其自由距离决定，自由距离是指任意长编码序列之间的最小汉明距离，自由距离越大，卷积码的纠错能力越强。

 

　卷积码的解码算法有很多种，但性能较好的是Viterbi算法，因此目前实际工程中大都采用这种算法。Viterbi算法是一种树搜索算法，它的性能与解码约束长度有关，解码约束长度是指判决一个解码输出所需的搜索树的长度，一般为3～7倍的编码约束长度。

 

　2、数字调制

 

　数字调制也分为调幅、调相和调频三类，但数字调制的信号状态是有限的。下面我们以二进制的2ASK、BPSK和2FSK为例说明一下数字调制的特点。

 

　2ASK信号的典型波形如图10所示。

 

　它的实际意义是当调制的数字信号为“1”时，传输载波；当调制的数字信号为“0”时，不传输载波。2FSK信号的典型波形如图11所示。

 

　它的实际意义是当调制的数字信号为“1”时，传输频率较高的载波；当调制的数字信号为“0”时，传输频率较低的载波。BPSK信号的典型波形如图12所示。

 

　它的实际意义是当调制的数字信号为“1”时，传输相位为00的载波；当调制的数字信号为“0”时，传输相位为1800的载波。从上述三种调制中可以看出数字调制的两个基本特点：1）在时间上调制是以Ts为单位进行的，Ts为调制数字符号的周期；2）无论调幅、调相还是调频，调制信号的状态数都是有限的，与每个调制符号所传送的信息比特数成正比。

 

　数字调制用“星座图”来描述，星座图中定义了一种调制技术的两个基本参数：1）信号分布；2）与调制数字比特之间的映射关系。以4ASK为例其星座图见图13。

 

　在ASK中，调制信号为一维幅度信号，在星座图中称为星座点。调制信号的分布一般是以原点为中心对称的，即呈均匀分布，但也有一些不对称的调制星座。在ASK中，信息比特是通过载波的幅度来传递的，2信息比特与调制符号的四种幅度相对应，星座图中规定了星座点与传输比特间的对应关系，这种关系称为“映射”，一种调制技术的特性可由信号分布和映射完全定义，即可由星座图来完全定义。

 

　调制技术的可靠性可由相邻星座点之间的最小距离来衡量，最小距离越大，抵抗噪声等干扰的能力越强，当然前提是信号的平均功率相同。当噪声等干扰的幅度小于最小距离的1/2时，解调器不会错判，即不会发生传输误码；当噪声等干扰的幅度大于最小距离的1/2时，将发生传输误码。

 

　DVB系统中采用的调制技术是QPSK和QAM，下面我们就介绍一下这两种调制技术。

 

　a、QPSK

 

　QPSK是一种调相技术，它规定了四种载波相位，分别为45°，135°，225°，275°，其星座图见图14。QPSK中每次调制可传输2个信息比特，这些信息比特是通过载波的四种相位来传递的。解调器根据星座图及接收到的载波信号的相位来判断发送端发送的信息比特。

 

　QPSK是一种二维调制技术，它有同相和正交两个载波，分别对应于星座图上的I和Q坐标。同相载波指载波本身，正交载波指相位旋转900的载波。QPSK调制在实现时是采用正交调幅的方式，某星座点在I坐标上的投影去调制同相载波的幅度，在Q坐标上的投影去调制正交载波的幅度，然后将两个调幅信号相加就是所需的调相信号。

 

　QPSK是一种恒包络调制，它的信号的平均功率是恒定的，因此不受幅度衰减的影响，也就是说幅度上的失真不会使QPSK产生误码。

 

　b、QAM

 

　PSK只利用了载波的相位，它所有的星座点只能分布在半径相同的圆周上。当星座点较多时，星座点之间的最小距离就会很密，非常容易受到噪声干扰的影响。因此PSK一般只用在8PSK以下，常用的是BPSK和QPSK。当星座点进一步增加时，也即需要更高的频带利用率时，就要采用QAM调制了。QAM是幅度、相位联合调制的技术，它同时利用了载波的幅度和相位来传递信息比特，因此在最小距离相同的条件下，QAM星座图中可以容纳更多的星座点，即可实现更高的频带利用率，目前QAM星座点最高已可达256QAM。我们以16QAM为例来说明QAM的特性，16QAM星座图见图15。

 

　16QAM中规定了16种载波幅度和相位的组合。16QAM中每次调制可传输4个信息比特，这些信息比特是通过载波的16种幅度和相位组合来传递的。解调器根据星座图及接收到的载波信号的幅度和相位来判断发送端发送的信息比特。QAM也是二维调制技术，在实现时也采用正交调幅的方式，某星座点在I坐标上的投影去调制同相载波的幅度，在Q坐标上的投影去调制正交载波的幅度，然后将两个调幅信号相加就是所需的调相信号。

 

　与PSK调制相比，QAM可传送更多的信息，频带利用率较高；但QAM会受到载波幅度失真的影响，其可靠性不如PSK。

 

　3、回波均衡

 

　前文说过，由于回波干扰和信道的线性失真，会在接收符号间产生符号间干扰（ISI）。目前有效消除ISI的技术有两种：时域均衡和正交频分复用（OFDM）。我们先介绍时域均衡技术。

 

　a、时域均衡

 

　时域均衡一般是在匹配滤波器后插入一个横向滤波器（也称横截滤波器），它由一条带抽头的延时线构成，抽头间隔等于符号周期，见图

 

16。每个抽头的延时信号经加权后送到一个相加电路输出，其形式与有限冲激响应滤波器（FIR）相同，相加后的信号经抽样送往判决电路。每个抽头的加权系数是可调的，通过调整加权系数可以消除ISI。

 

　　均衡器的均衡效果主要由抽头数和均衡算法决定，均衡算法常用的有迫零算法和最小均方畸变算法等。均衡器分预置式和自适应式两种。预置式均衡器是信息传输前先对信道特性进行估计，并设置好抽头加权系数，这些加权系数在信息传输开始后不再改变。预置式均衡器的结构比较简单，但如果信道的特性在信息传输过程中发生了变化，会对均衡效果产生较大影响，这时就须采用自适应式的均衡器。自适应式均衡器是在信息传输过程中不断地调整抽头系数，以适应信道特性的变化。但自适应式均衡器的结构比较复杂，且抽头系数的收敛较慢，影响通信系统的稳定。因此在实际应用中常将上述两种方式综合起来，即采用带预置均衡的自适应均衡器（见图17），这种均衡器在信息传输前先对信道特性进行估计，初步设置抽头加权系数；在信息传输开始后，再利用定期发送的训练序列对抽头系数进行调整，以跟踪信道特性的变化。这种方式即可以跟踪ISI的时变，又可防止抽头系数收敛过慢。

 

　在实际信道中还存在噪声干扰，它会对均衡器的收敛产生影响。为了进一步改善性能，实际应用中常采用判决反馈式均衡器。与横向均衡器不同，判决反馈均衡器是一种非线性滤波技术。在判决反馈均衡器中，一个横向滤波器用于线性的前向滤波处理，其判决结果反馈给另一个横向滤波器，见图18。

 

　反馈均衡器的抽头系数由前向均衡器所造成的信道冲激响应拖尾所决定。判决反馈均衡器的均衡效果优于具有同样抽头数的横向均衡器。美国GA系统中采用的就是256抽头的判决反馈均衡器。均衡器技术比较成熟，被广泛应用于各种通信领域，但它有两个缺点：一是结构复杂，成本较高；二是仅对时延较短的ISI效果比较好，对时延较长的ISI效果比较差，在这种情况下就需要采用另一种新技术－OFDM。

 

　b、OFDM

 

----当ISI的时延与传输符号的周期处于同一数量级时，ISI的影响就会变得严重起来。因此，延长传输符号的周期可以有效地克服ISI的影响，这正是OFDM消除ISI的原理。

 

　OFDM由大量在频率上等间隔的子载波构成?设共有N个载波），各载波通常采用同一种调制方式调制。串行传输的符号序列亦被分为长度为N的组，每组内的N个符号分别调制N个子载波，然后一起发送。所以OFDM实质是一种并行调制术。将符号周期延长N倍，从而提高了对ISI的抵抗能力。

 

　子载波间的间隔如何选择，是OFDM的关键。在传统的频分复用中，各载波上的信号频谱是互不重叠的，以便接收机能用滤波器将其分离。但这样作降低了频带利用率。在OFDM中，为提高频带利用率，使各载波上的信号频谱互相重叠，但载波间隔的选择使这些载波在整个符号周期上是正交的，即在符号周期上的任何两个载波的乘积都为零。这样，即使各载波上的信号频谱间存在重叠，也能无失真地复原。我们知道，当载波间最小间隔等于符号周期的倒数时，可满足正交条件。为实现最大频谱效率，一般取载波最小间隔等于符号周期的倒数。

 

　当符号由矩形时间脉冲组成时，每个载波信号的频谱为sinx/x形状，其峰值对应于所有其它载波频谱的零点，见图19。

 

　因为每一个载波的比特持续时间被延长了N倍，远大于一般的ISI，所以OFDM具有良好的抵抗ISI的性能。对于DVB等固定接收条件，在存在很大ISI时，OFDM信号的性能只有1-2dB的劣化。

 

　由于OFDM系统中的子载波数量常达几百乃至几千，所以实际应用中不可能象传统的FDM那样使用几百乃至几千个振荡器和锁相环进行相干解调。Weinstein经过严格的数学推导，发现OFDM信号可用付立叶变换FFT来得到，见图20。

 

　输入的N个调制符号经过N点的FFT后所得到的N个数据就是所需的OFDM合成信号的N个时域采样值，在经D/A变换后，就得到了OFDM信号波形。此信号乘以实际载波就可将OFDM信号搬移到所需的频道上。

 

　但信道中存在ISI时，OFDM子载波间的正交性会被破坏，使的接收机无法正确提取各子载波上的调制符号。为此在实际应用时需在每个OFDM信号周期前插入一个保护间隔Δ，OFDM的实际传输周期变为Ts=T+Δ，见图21。

 

　保护间隔内的信号是由OFDM信号进行周期延拓生成的，相当于将OFDM信号的尾部折反到前面。当ISI的时延不超过Δ时，OFDM子载波间的正交性仍能保持，接收机仅提取有效的OFDM周期T内的信号进行处理，OFDM信号就可以不受ISI的干扰了。OFDM抵抗ISI的能力取决于Δ的长度，Δ越长，可消除ISI的时延范围越大。但需要注意的是，保护间隔内是不传输有用信息的，因此Δ越大，浪费的频带资源也越多，这是OFDM消除ISI干扰的代价。 (待续）

 DVB信道编解码与调制解调(四)作者：北京邮电学院博士后:梅剑平/北京邮电学院教授:全子一

　DVB传输系统的性能指标 　

 

DVB传输系统的性能指标是描述DVB传输系统性能的参数，也是考核DVB传输系统和设备优劣的主要依据，在详细介绍各DVB传输系统前，我们有必要讨论一下DVB传输系统的主要性能指标。　

 

1、比特率和波特率

 

　比特率是指二元数字码流的信息传输速率，单位是bit/s，表示每秒可传输多少个二元比特。波特率是指三元及三元以上的多元数字码流的信息传输速率，单位是baud/s，表示每秒可传输多少个多元码字。比特率与波特率在本质上是一回事，都表示信息传输的速率，只是在传输系统的不同阶段，信号呈现出不同的形式，因此以不同的计算方式来衡量其信息的传输速率。在图3中的DVB传输系统通用结构中，发射端在映射之前以及接收端在反映射之后，信息都以二元数字信号表示，因此其中各环节传输和处理信息的速率用比特率表示，如纠错编码器和解码器的最高处理速率或传输系统与复/分接系统间的接口速率等。需要注意的是，虽然在上述各环节中信息从本质上讲是以比特的形式呈现，但由于数字运算中通常都是以8个比特的一组数据---称之为字节(byte)为单位进行的，因此在上述各环节中信息处理实际上是以字节的形式进行的；发射端在映射之后以及接收端在反映射之前，信息以多元数字符号表示，因此其中各环节传输和处理信息的速率用波特率表示，如调制信号的速率等。

 

　2、频谱效率

 

　通信系统的有效性是以调制信号的频谱效率来描述的。频谱效率的单位是bit/s/Hz，代表每赫兹(Hz)带宽的传输频道上可以传输比特率为多高的数字信息。频谱效率主要用于衡量各种数字调制技术的效率，在数量上等效于每个调制符号所映射的比特数。对于BPSK或2ASK等低容量调制技术，所能够实现的理论最高频谱效率为1bit/s/Hz；而QPSK所能够实现的理论最高频谱效率为2bit/s/Hz；对于32QAM这样的高容量调制技术，所能够实现的理论最高频谱效率达5bit/s/Hz；而64QAM所能够实现的理论最高频谱效率高达6bit/s/Hz。频谱效率越高，在相同的带宽、相同的时间内可以传输的数字信息就越多。现代最新的数字调制技术可以实现的频谱效率已高达10-11bit/s/Hz。这里所说的“理论最高频谱效率”是指当传输信号的频谱为理想低通频谱时所实现的频谱效率，但在实际应用中是达不到这一理论效率的，因为工程应用中传输信号通常采用升余弦滚降波形，它所实现的频谱效率要比理论最高效率下降一个滚降系数а倍。

 

　3、滚降系数

 

　前文说过，如使传输信号的频谱为理想低通频谱，可以实现理论上最高的频谱效率。但理想低通频谱在实际应用中是不可能实现的，而且理想低通信号在时间域内的波形衰减过慢，当发生符号间串扰时对相邻传输符号的干扰过大，因此工程应用中一般采用的是升余弦滚降信号波形。升余弦滚降波形符合奈奎斯特第一准则，可保证采样点信号数值的无失真，其频谱构成如图22。

 

　　图22中所示的是基带升余弦滚降信号频谱，滚降系数为а，а的数值规定为0<а≤1。信号的符号周期为T，相应的符号传输频率为1/T。从图22中可以看出，当滚降系数а=0时，升余弦滚降信号就变成了理想低通信号，信号带宽为1/2T，相当于符号传输频率的1/2。当0≤а≤1时，就是我们通常所说的升余弦滚降信号。升余弦滚降信号的频谱的特点是相对于f=1/2T频率点呈现奇对称，f=1/2T处的频谱幅度等于f=0处的频谱幅度的1/2，即f=1/2T处的信号带宽为升余弦滚降信号的3dB带宽。滚降系数а的定义是这样的：

 

　上述定义的物理意义是，升余弦滚降信号的最大带宽超出对应的理想低通信号带宽1/2T的部分，与对应的理想低通信号带宽1/2T的比例。例如当升余弦滚降信号的最大带宽为3/4T时，其滚降系数为而当升余弦滚降信号的最大带宽为1/T时，其滚降系数为滚降系数а影响着频谱效率，а越小，频谱效率就越高，但а过小时，升余弦滚降滤波器的设计和实现比较困难，而且当传输过程中发生线性失真时产生的符号间干扰也比较严重。在实际工程中，а的范围一般定在0.35～0.5之间，大多数应用中а取为0.35。但也有少数应用中，如美国GA传输系统中，а就取为0.2。

 

　4、误码率 　

 

数字通信系统的可靠性能是用误码率来表示的。实际上，用户对一个数字通信系统性能的最终要求通常远比模拟通信系统的简单，只有误码率，因为数字通信系统只要所传输的码字不发生错判就不会造成信息丢失，其它方面如信号波形等的失真都是无所谓的。误码率是指在经过通信系统的传输后，送给用户的接收数字码流与信源发送出的原始码流相比，发生错误的码字数占信源发送出的总码字数的比例。对于二元数字信号，由于传输的是二元比特，因此误码率称为误比特率（BER：biterrorratio）；对于二元以上的多元信号，误码率称为误码字率（CER:codeerrorratio），它们的计算如下：

 

　在图3所示的通信系统中，误码率就是指接收端经过解调和纠错后最终送给分接器的比特流与复接器发送给发射端的原始比特流相比，发生传输错误的比特数占复接器发送的总信息比特数的比例。误码率通常以10-k的形式表示，如某通信系统的误码率达到了10-6就是指平均每1百万个传输比特或符号中仅有1个传输误码。在DVB传输系统中，需要注意的一点是，由于DVB传输系统中的外层纠错编码采用的是RS码，发生传输错误时是以RS码字为单位的，因此接收端送给分接器的码流中的误码率是以RS码字的差错率来衡量的。如误码率为10-6就是指平均每1百万个RS码字中有1个错误的RS码字。但对分接器和解压缩过程来说，他们是按比特来进行处理，因此他们关心的是比特的错误率。RS码字的错误率与比特的错误率之间是存在着固定的比例关系的，DVB传输系统中，一个RS码字包含了188个字节，即1504个比特。当误码率较小时，错误的RS码字中的错误比特数是较少的，因此比特错误率要小于RS码字错误率，如RS码字的错误率为10-6时，则对应的比特错误率一般要小于10-7。

 

　5、信噪比、载噪比与Eb/N0

 

　信噪比(S/N)是指传输信号的平均功率与加性噪声的平均功率之比，载噪比(C/N)指已经调制的信号的平均功率与加性噪声的平均功率之比，它们都以对数的方式来计算，单位为dB。信噪比与载噪比区别在于，载噪比中的已调信号的功率包括了传输信号的功率和调制载波的功率，而信噪比中仅包括传输信号的功率。因此对同一个传输系统而言，载噪比要比信噪比大，两者之间相差一个载波功率。当然载波功率与传输信号功率相比通常都是很小的，因而载噪比与信噪比在数值上十分接近。在调制传输系统中，一般采用载噪比指标；而在基带传输系统中，一般采用信噪比指标。DVB广播传输系统属于调制传输系统，因此采用载噪比指标。载噪比代表了噪声干扰相对于调制信号而言的强弱程度。噪声干扰的绝对强弱是没有意义的，因为不同的传输系统的信号平均功率不同，而载噪比则直接反映出了调制信号与噪声干扰间的相对强弱关系。DVB传输系统最终的信息传输的可靠性能就是由载噪比决定的。需要注意的是，这里所说的载噪比是指折合到图3中接收端与传输信道接口处的载波平均功率与噪声平均功率之比。

 

　实际数字通信系统的可靠性性能常以一个载噪比对误码率的关系曲线来描述的，曲线的横坐标为C/N，纵坐标为BER。对某个C/N，BER越小，则说明该通信系统的可靠性越高。

 

　在数字通信系统中，我们还经常会遇到另一个表示信号与噪声间强弱关系的参数---Eb/N0，为什么要采用Eb/N0？它与载噪比之间有什么关系？前文说过，数字调制技术的种类非常繁多，它们所实现的频谱效率可从1bit/s/Hz到10bit/s/Hz甚至更高。频谱效率高的通信系统，传输信息的能力较强，但传输可靠性较差；频谱效率低的通信系统，传输信息的能力较弱，但传输可靠性较高。因此要判定一个通信系统的优劣，必须从频谱效率和可靠性两个方面全面进行比较，即将有效性与可靠性综合起来。前面介绍的C/N---BER关系曲线仅能反映通信系统的可靠性，那么有没有一种参数能够全面反映通信系统的有效性和可靠性呢？或者说能够在相同的频谱效率的基础上反映出通信系统的可靠性呢？有，这就是Eb/N0---BER关系曲线。Eb/N0的含义是这样的：Eb代表平均到每个比特上的信号能量，N0代表噪声的功率谱密度。我们知道不同的数字调制技术之所以会具有不同的频谱效率是因为它们的调制符号所映射的比特数不同，如按理想低通信号波形计算，一个由k个比特映射生成的调制符号所实现的频谱效率就为kbit/s/Hz。因此如果以比特为单位计算信号与噪声间的强弱关系的话，就可以消除频谱效率的影响，即在频谱效率相同的基础上比较各种调制技术的可靠性了。下面我们定量地说明一下Eb/N0与C/N之间的关系。数字信号是由符号构成的，因此信号的平均功率

 

（C）就是符号的平均功率。设调制符号的周期为T，为简化问题，我们暂时抛开滚降系数的影响，按理想低通信号波形计算，则调制符号的带

 

宽为1/T。假设一个调制符号由k个比特映射生成，则：

 

　一个调制符号的平均能量=符号平均功率×符号周期=C×T

 

　一个比特的平均能量Eb=调制符号平均能量/符号所包含的比特数=C×T/k

 

　-噪声的功率谱密度=噪声的平均功率/符号带宽=N/（1/T）

 

　因此 　可见Eb/N0就等于C/N除以k，它去除了与频谱效率相关的因素k的影响。Eb/N0与C/N在实际应用中都经常被使用。Eb/N0可以综合反映系统的性能，但不直观，因为Eb和N0不是系统中可以直接测得的参数，必须通过运算得出；而C/N可以通过测量直接得到，但较为片面。因此当需要直接了解系统的可靠性时，一般使用C/N；而当需要横向比较不同系统的性能时，一般使用Eb/N0。

 

　DVB-S传输系统

 

　DVB-S传输系统是用于在11/12GHz的固定卫星服务（FSS）和广播卫星服务（BSS）的波段上，传输多路标准数字电视或HDTV的信道编码和调制系统。DVB-S传输系统的应用范围十分广泛，既适用于一次节目分配，即可通过标准的DVB-S用户综合接受机解码器（IRD）直接向用户家中提供数字电视或HDTV业务，也就是所谓的“直接到户（DTH）服务；又适用于二次节目分配，即通过再次调制，进入共用天线电视系统（SMATV）或CATV前端向用户`中传输数字电视或HDTV业务。

 

　DVB-S传输系统的具有如下几点主要点：既可用于标准数字电视又可用于HDTV。因无论标准数字电视还是HDTV经压缩编码和复用后，变成了二元比特流，只是比特率有所不同对传输系统是没有区别的。适用于不同带宽卫星转发器。凡符合MPEG-2码和复用标准的数字电视业务都可进入DVB-S````````输系统，因为传输系统的信道帧格式是与MPEG-2的TS包格式相匹配的。允许用户传送不同电视业务结构的节目，其中可包括多路不同的声音和数据业务，所有业务码流通过时分复用最终都在一路数字载波上传输。DVB-S标准中主要规范的是发送端的系统结构和信号处理方式，对接收端则是开放的，各厂商可以开发各自的DVB-S接收设备，只要该设备能够正确接收和处理发射信号，并满足DVB-S中所规定的性能指标。

 

　DVB-S传输系统的结构如图23所示。可以看出，图23中的系统结构基本上与图3所示的通用系统结构相同，因此下面我们就不再对其原理做过多的说明，而介绍一下系统设计上的主要特点。

 

　1、基带物理接口与同步

 

　基带物理接口负责DVB-S传输系统与外部系统（这里是MPEG-2复接和分接系统）间的信号码型、数据格式和通信协议等方面的转换。此处的同步指DVB-S传输系统的时钟与外部系统时钟间的同步。

 

　2、同步反转与数据扰乱

 

　这里的同步是指MPEG-2的TS包同步。为了保证与MPEG-2标准的兼容，DVB-S传输系统中的数据扰乱和RS编码都以MPEG-2的TS包为基本单位进行处理。数据扰乱以8个TS包的数据为周期进行，每8个TS包数据加扰后伪随机序列发生器重新进行一次初始化，初始化序列为100101010000000。为了使接收端的解扰器能同步地进行初始化，以便正确地对数据解扰，需在每8个TS包的头部加入特殊的指示信息以指示解扰器何时对其中的伪随机序列发生器进行初始化，解扰器的初始化序列同样为100101010000000。在DVB-S传输系统中这个特殊的指示信息是将第一个TS包的包头（即47HEX）按比特取反，变成B8HEX，这过程称为同步反转。数据加扰时的数据格式如图24所示。

 

　由于TS包的头要用作后面的RS编码的码字同步，因此TS包头不被扰乱。在传输第一个被反转的TS包头时，伪随机序列发生器要进行初始化，因此没有输出；而传输随后的7个TS包头时，伪随机序列发生器继续工作，但产生的伪随机序列不被输出，因而这7个TS包头也不被扰乱。这样从伪随机序列发生器生成的用于扰乱TS数据的伪随机二进制序列（PRBS）的周期就为188字节×8-1=1503字节。

 

　由于二进制运算的特殊性，数据扰乱器和解扰器的结构是完全一样的，加扰和解扰的处理过程也是完全相同的，如图25所示。

 

　伪随机序列发生器是由一个15个寄存器组成的移位寄存器，加扰/解扰处理通过二进制“异或”运算实现。

 

　3、纠错编码与交织

 

　由于卫星广播过程中的信号衰减十分严重，由此产生的传输误码率较高，要求传输系统具有较强的差错保护能力。DVB-S传输系统中的纠错编码采用的是内、外两层级联编码，中间加一次交织的方案。

 

　外层纠错编码采用RS(204,188,T=8)码，它是由RS(255,239,T=8)截短而得到的，编码效率为188/204≈0.92，可以纠正一个RS码字内的不超过8个字节的误码。选择这一RS码字长度完全是为了与MPEG-2的TS包兼容，即每一个TS包独立进行RS编码保护，生成一个RS码字，RS码字的同步头就采用TS包的包头或取反的TS包头。这样设计有两点好处：1）当某个RS码字在接收端解码时出现无法纠正的错误时，误码集中在一个TS包中，不会影响到其它的TS包，便于分接器进行差错指示；2）便于分接器提取TS包的同步，简化了TS包同步提取系统结构。RS(204,188,T=8)编码处理如图26。

 

　需要注意的是，16个字节的校验数据是由包括TS同步或反转同步在内的整个TS包的数据生成的，也就是说RS编码保护的作用范围也包括TS同步在内。图8中的数据帧结构经过RS编码后的形式如图27所示。

 

　这一RS码的纠错性能为：当交织深度I=12时，只要输入误码率小于2×10-4，经过RS解码后的误码率可达10-11，即“准无失真”的水平；而当采用无限字节交织时，只要输入误码率小于7×10-4，经过RS解码后的误码率即可达到“准无失真”的水平。

 

　数据交织采用卷积交织方案，交织深度I=12，即具有12个分支支路。交织器与反交织器在原理上是一样的，但在支路延时上正好相反，见图28所示。

 

　可以看出，如果将交织器与反交织器直接联结起来，各条支路的时延就都为一个恒定值，等于数据通过17×11个字节的移位寄存器所需的时间。因此经过交织与反交织后数据帧的结构和顺序并没有改变，只是延时了一个固定的时间，即通过17×11个字节的移位寄存器所需的时间，但前提是交织器与反交织器必须同步工作。所谓交织器与反交织器的同步是指它们同时从第n条支路开始，按照相同的顺序依次循环向各支路输入数据和从各支路输出数据。

 

　交织过程是这样的：RS编码码字向第0---第11支路依次循环输入数据，每条支路每次输入一个字节；交织后的数据按相同的顺序从各支路中输出，每条支路每次输出一个字节。RS码字的同步头永远从第0支路，即无延时支路传送。这样交织后的数据流依然保持了RS码字的同步和长度（如图29所示），为反交织的同步进行打下了基础。

 

　反交织过程是这样的：将输入的交织数据流中识别出的第1个RS码字的同步输入到第0条支路，以此为起点依次循环向后面各支路输入数据，每条支路每次输入一个字节；反交织后的数据按相同的顺序从各支路中输出，每条支路每次输出一个字节。

 

　RS码字的长度是交织深度的整数倍，204字节/12=17字节，即每个RS码字在各支路中要占用17个字节的寄存器（无延时支路除外）。因此个支路移位寄存器的存储器要以17个字节为基本单位，为17个字节的整数倍。

 

　内层纠错编码采用卷积码，编码码率为n/n+1，意味着卷积编码器每次输入n个比特，编码后输出n+1个编码比特。在DVB-S系统中规定可使用码率为1/2、2/3、3/4、5/6和7/8五种卷积码。接收机在进入同步工作状态之前会对五种码率依次进行测试，直到与发射机所采用的码率相匹配，并锁定于此工作状态。

 

　DVB-S系统中实现五种码率的卷积码并非是采用五种独立编码器，而是以一个约束长度K=7的1/2卷积编码器为基础，实现n/n+1系列卷积编码的，如图30所示。

 

　从图30中看出，在每次编码输入的n个比特中，只有1个比特进入一个1/2卷积编码器中进行编码，编码后生成了2个输出比特；其余的n-1比特未经任何处理直接输出。DVB-S系统中采用的1/2卷积编码器为K=7，G1(x)=(171)8，G2(x)=(133)8，G1(x)和G2(x)的表达式为八进制，编码器的结构如图31所示。

 

　采用多种码率是为了使DVB-S传输系统具有较大的灵活性。由于卫星转发器的带宽是相对固定的，QPSK调制和滚降系数也是固定的，采用不同的卷积编码码率，就可使得传输系统的输入信号比特率不同，即可适应不同的MPEG-2复接器输出信息速率。前文说过，对不同内容的单节目编码码流或不同路数的多节目编码码流，MPEG-2复接器最终输出的码流速率都会有所不同，多种卷积码码率就为传输不同的节目码流提供了可能。DVB-S系统中转发器带宽与可适应的节目码流速率间的关系见表2。

 

　表2中Rs为QPSK调制符号的速率，它对应于调制信号的3dB带宽；Ru为MPEG-2复接器输出的节目码流的比特率，也是DVB-S传输系统的输入速率；BW为转发器的3dB带宽。可以看出，卷积码的码率越高，相同带宽的转发器上可传输的节目码流的速率就越高，也即频谱资源的利用率越高。例如对54MHz的转发器，当采用1/2卷积码时，系统可传输38.9Mbit/s的节目码流，而采用7/8卷积码时，系统可传输高达68Mbit/s的节目码流。同样对36MHz的转发器，当采用1/2卷积码时，系统可传输25.9Mbit/s的节目码流，而采用7/8卷积码时，系统可传输高达45.4Mbit/s的节目码流。

 

　当然高码率也要付出代价。因为无论n为多大，实际进行编码的都只有一个比特，因此n越大，卷积码的自由距离越小，对误码的抵抗能力就越弱。五种编码的自由距离见表3。

 

　卷积解码器采用Viterbi算法。它应该能够在输入误码率为10-1-10-2的情况下正常工作（具体误码率取决于编码码率），并且保证解码后的误码率达到2×10-4或更好的水平。这里所说的“输入误码率”是指等效“硬判决”的输入误码率，因为Viterbi解码器既可使用“硬判决”的输入信息，又可使用“软判决”的输入信息。此外，解码器还负责去除π/2相位模糊。

 

　编码器输出的n+1个比特被送入X、Y两条支路向后传送，其中一部分比特被送入X支路，其余的比特被送入Y支路。n/n+1卷积编码器输出的n+1个比特之所以要送入X、Y两条支路传输是为了与随后的QPSK调制相配合，因为QPSK的调制信号是由I、Q两个正交支路信号合成的。X、Y两条支路中的比特到I、Q两个正交支路中的调制符号间的映射由“Puncturing”模块实现，映射方式见表4。

 

　表4中所描述的X、Y---I、Q间的映射方式是这样的：X、Y后面的“0”、“1”序列代表每次编码后生成的，被分配送入X支路和Y支路的比特，其中“1”代表编码器产生的n+1个比特中的一个，是将要被传输的有效信息比特，“0”代表被插入的“空”比特，不被传输。在n+1个编码比特中，从1/2卷积编码器中生成的2个比特首先被分别送入X支路1个比特，Y支路1个比特进行传输，表4中X支路的序列和Y支路的序列的第一个比特就代表这两个比特，它们都为“1”。其余的n-1个未被处理的比特随后被按某种规律交替送入X支路和Y支路，我们可以看到在相同的位置上X支路序列和Y支路序列总是一个为“1”，另一个为“0"。“1”意味着此时编码器生成的比特被送入该支路传输，与此同时另一条支路就需要插入一个不被传输的“空”比特，因此对应的位置就为“0”。每次编码后送入X支路和Y支路的比特序列的长度为1+n-1=n个。

 

　I、Q后面的序列代表被送入I、Q正交支路进行实际传输的X、Y支路中的有效信息比特。X1、X2、X3、…代表X支路序列的第一、第二、第三、…个比特，Y1、Y2、Y3、…代表Y支路序列的第一、第二、第三、…个比特。可以看到，I、Q支路中的比特都是X、Y支路中的有效信息比特。

 

　4、QPSK调制

 

　由于卫星广播的传输途径长达几万公里，信号的衰减十分严重，传输信号的自由空间损耗可达200dB，地面站接收到的信号常淹没于噪声中，尤其是进行DTH业务时就特别受到功率的限制，因此DVB-S传输系统主要关心的是抗噪声和抗干扰的性能，而不是频谱效率。为了使系统具有很高的抗干扰，尤其是抗信号幅度方面的干扰和失真的能力，同时又不过分损害频谱效率，DVB-S传输系统中采用了QPSK调制技术。QPSK是一种恒包络调制技术，它所携带的信息完全在相位上。无论幅度上的衰减和干扰多么严重，只要调制信号的相位不发生错误，就不会造成信息丢失，因此QPSK特别适用于卫星信道。QPSK所实现的理论最高频谱效率为2bit/s/Hz。

 

　DVB-S系统中的QPSK调制过程包括三个环节：映射、基带成形和调制载波，如图32所示。

 

　映射是将“0”、“1”二进制比特转换为“+1”、“-1”QPSK调制符号。DVB-S系统中采用传统的格雷码(Gray-coded)进行绝对映射，而不是象有些卫星通信系统那样采用差分编码。映射相位星座图

 

如图33所示。在QPSK调制中，I支路和Q支路每次分别传输一个比特。

 

　基带成形采用平方根升余弦滚降滤波器，滚降系数а=0.35，滤波器的频率响应模板H(f)如图34所示,图中f代表频率。

 

　这一频谱模板用于设计DVB-S系统中发射端奈奎斯特滤波器，是对滤波器硬件设计的最低要求。除滚降系数а外，模板中还规定了两个基本参数：带内纹波rm和带外衰减。在理想情况下，滤波器的幅频特性H(f)在0---(1-0.35)fN=0.65fN之间应为标称值“1”，在fN处应为1/2=-3.01dB。但在实际应用中，滤波器的幅频特性不可能与理想情况完全符合，总会产生一定的偏差，带内纹波rm就是指在上述两处频率位置上，实际滤波器的幅频特性相对于理想情况的上下偏差的最大范围，它反映了调制器输出信号的质量。DVB-S系统中规定rm≤0.2dB，即上下偏差的最大范围不能超过0.2dB。同样在理想情况下，幅频特性H(f)在f>(1+0.35)fN=1.35fN时应为“0”，即应衰减为0。但实际滤波器是不可能衰减到0的，带外衰减就是指当f>1.35fN时H(f)的最大值，它反映了传输信号对相邻频带信号的干扰程度。DVB-S系统中规定带外衰减≥43dB。

 

　载波调制就是用成形后的基带信号去调制中频载波。在QPSK中有两个相位上互相正交的载波，中频载波本身称为“同相载波”，相位旋转了900的中频载波称为“正交载波”。I支路信号调制同相载波，Q支路信号调制正交载波。

 

　在接收端，QPSK解调器采用相干解调方式，向内层纠错解码器提供“软判决”的I、Q支路信息。所谓“软判决”是指仅将解调后的基带信号进行取样，不进行量化。软判决可以避免量化带来的信息损失。

 

　5、匹配滤波器

 

----匹配滤波器实质上是一个具有与发射端的基带成形滤波器相同的滚降系数的平方根升余弦滤波器。它与基带成形滤波器共同构成了一个奈奎斯特滤波器。此外，匹配滤波器还具有均衡的功能，负责均衡符号间干扰(ISI)。在卫星通信中，由于卫星接收天线具有较好的方向性，回波干扰基本上是不存在的，ISI主要来源于传输信道的线性失真，因此ISI的时延范围比较小，用较短的FIR即可实现均衡的功能。

 

　6、同步解码器

 

　同步解码器是指提取MPEG-2的包同步，它的目的有两个：1）为后面的卷积反交织提供同步信息；2）去除QPSK调制方式固有的π相位模糊，π相位模糊是Viterbi解码器无法检测的。 (待续）

DVB信道编解码与调制解调(五) 作者：北京邮电学院博士后:梅剑平/北京邮电学院教授:全子一

　DVB-C传输系统 　

 

DVB-C传输系统用于通过有线电视（CATV）系统传送多路数字电视节目，它可与卫星电视系统相适配。DVB-C传输系统基于前向纠错编码（FEC）技术和QAM调制技术，可保证传输业务的可靠性。随着技术的进步，DVB-C系统可进一步发展。DVB-C系统设计的性能指标可保证在传输信道的误码率为10-4的情况下，将误码率降低到10-10-10-11的水平，即达到“准无失真”的水平。DVB-C传输系统的具有如下几点主要特点：可与多种节目源相适配。DVB-C传输系统所传送的节目既可来源于从卫星系统接收下来的节目，又可来源于本地电视节目，以及其它外来节目信号。既可用于标准数字电视又可用于HDTV。因为无论标准数字电视还是HDTV经压缩编码和复用后，都变成了二元比特流，只是比特率有所不同，对传输系统是没有区别的。凡符合MPEG-2编码和复用标准的数字电视业务都可进入DVB-C传输系统，因为传输系统的信道帧格式是与MPEG-2的TS包格式相匹配的。允许用户传送不同电视业务结构的节目，其中可包括多路不同的声音和数据业务，所有业务码流通过时分复用最终都在一路数字载波上传输。　

 

DVB-C传输系统的结构如图35所示。可以看出，DVB-C传输系统的结构与DVB-S传输系统有一定的相似之处。在基带物理接口与同步、同步反转与数据扰乱、传输数据帧格式、RS编码、卷积交织等环节上与DVB-S系统完全相同。对上述几个环节我们在这里就不再重复，而主要介绍一下DVB-C系统的其它环节。

 

　1、纠错编码

 

　由于有线电视传输信道的途径较短，信号衰减较卫星系统的小，且受到的外界干扰也较小，因此DVB-C系统中的误码要较DVB-S系统中的轻。为此，DVB-C系统中只采用了一级纠错编码和一次交织。纠错编码采用RS码，交织采用卷积交织，其方案与DVB-S系统中的完全相同。

 

　2、字节到m位符号变换

 

　由于发射端在卷积交织之前以及接收端在卷积反交织之后，信息都是以二元比特的形式呈现，为方便计算，在具体处理时以8个二进制构成的字节为单位进行。而在进行2m-QAM调制解调时，每个调制符号要与m个比特进行映射，即每次调制解调要以m个比特为单位进行。因此要在字节与m位符号之间进行转换、映射。

 

　DVB-C系统中所规定的字节与m位符号之间的映射方式是这样的：符号Z的最高位应对应于字节V的最高位，相应地，该符号的下一个有效位应与字接V的下一个有效位对应。对2m-QAM调制，这一映射应将k个字节映射到n个符号中，k、m、n间的关系为：8k=m×n

 

　以64-QAM为例，字节到符号的转换方式如图36所示。

 

　在图36中，b0为每个字节或符号的最低位。在这里每3个字节被转换为4个6-bit的符号，k=3，m=6，n=4。

 

　为了获得π/2旋转不变的QAM星座图，在QAM调制前须进行差分编码。差分编码对每个m位符号的最高两位进行，如图37所示。

 

　图37中，q=m-2。对16QAM，q=2；对32QAM，q=3；对64QAM，q=4。m位符号的最高位Ak与次高位Bk经过差分编码器生成Ik和Qk,差分编码的布尔表达式如下：

 

　Ik和Qk与m位符号中的未经差分编码的低q位数据共同映射成一个QAM星座点。16QAM、32QAM和64QAM的星座图映射方式如图38所示。

 

----4、基带成形

 

　DVB-C系统中的基带成形滤波器仍然采用平方根升余弦滤波器，但滚降系数а=0.15。滤波器幅频特性模板如图39所示。

 

　DVB-T传输系统

 

　DVB-T系统用于在地面VHF/UHF广播信道上传输标准数字电视和HDTV节目。DVB-T传输系统的主要特点如下：既可用于标准数字电视又可用于HDTV。因为无论标准数字电视还是HDTV经压缩编码和复用后，都变成了二元比特流，只是比特率有所不同，对传输系统是没有区别的。适用于地面VHF/UHF信可实现与地面模拟电视节目的“同播”可适用于单频率网（SFN）与DVB-S系统和DVB-C系统间具有较好的通用性。凡符合MPEG-2编码和复用标准的数字电视业务都可进入DVB-S传输系统，因为传输系统的信道帧格式是与MPEG-2的TS包格式相匹配的。支持多级质量节目传输。DVB-T标准中主要规范的是发送端的系统结构和信号处理方式，对接收端则是开放的，各厂商可以开发各自的DVB-T接收设备，只要该设备能够正确接收和处理发射信号，并满足DVB-T中所规定的性能指标。

 

　DVB-T传输系统的结构如图40所示。

 

----可以看出，DVB-T传输系统的结构与DVB-S传输系统有一定的相似之处。在基带物理接口与同步、同步反转与数据扰乱、传输数据帧格式、RS编码、卷积交织、卷积编码等环节上与DVB-S系统完全相同。对上述几个环节我们在这里就不再重复，而主要介绍一下DVB-T系统的其它环节。

 

　1、纠错编码

 

　由于地面广播信道的环境最为恶劣，尤其是存在由于火花放电等引起的冲激噪声，因此地面广播中的误码最严重，尤其是连续的突发误码，因而DVB-T系统中的纠错编码采用了两层纠错编码加两次交织的方案，以进一步提高对误码的纠正能力。外码采用RS码，外交织采用深度I=12的卷积交织，内码采用卷积码，其方案与DVB-S系统中的完全一样。稍有差异的是，卷积编码后生成的X、Y两条并行支路序列需被转换为一条串行序列，以便进行后面的内交织，而不是象DVB-S系统中那样直接映射到I、Q符号。并-串转换的方式见表5。

 

　内交织由比特交织和符号交织两个环节构成。与外交织不同，内层的比特交织和符号交织均采用矩阵交织，即块交织的方式。内交织由三个环节构成：分接、比特交织和符号交织，如图41所示。

 

　分接器将内层编码器输出的串行码流分成V个子码流，V对应于每调制符号映射的比特数，即调制星座大小可表示为2V。对QPSK，V=2，即分成2个路码流；对16QAM，V=4，即分成4个子码流；对64QAM，V=6，即分成6个子码流，见图41。分接器的分接方式为：Xdi=bdi(mod)v,di(div)v

 

　式中参量的定义为：

 

　Xdi：分接器的输入比特流；

 

　di：输入比特流中的比特序号；

 

　be,do：分接后生成的第e个子码流；

 

　e：分接后生成的子码流序号；

 

　do：子码流中的比特序号；

 

　mod：整数模加运算符；

 

　div：整数除运算符；

 

　上述表达式比较复杂，但分接过程其实很简单：分接器将来自卷积编码器的串行比特流按照从O－V的顺序依次循环送入各子码流中，每次每个子码流送入一个比特。

 

　比特交织时每个子码流使用一个独立的块交织器。每个子码流的块交织器的大小是相同的，都为126个比特，但交织方式不同。选用126比特作为交织器的大小是为了与OFDM符号适配，对2k-OFDM，每个OFDM符号在块交织过程中重复12次；对8k-OFDM，每个OFDM符号在块交织过程中重复48次。比特交织的方式为：

 

　设输入交织器的比特序列为

 

　B(e)=(be,o，be,1，be,2，...，be,125)式中e在0到(v-1)之间

 

　输出交织器的比特序列为

 

　A(e)=(ae,o，ae,1，ae,2，...，ae,125)式中e在0到(v-1)之间

 

　输入序列与输出序列间的关系为

 

　ae,w=be,He(w)，w=0,1,2,...,125

 

　上式中w为输出序列的比特序号，He(w)为交织器的置换函数，代表对应于输出比特的输入比特序号。各子码流的交织器的He(w)定义如下：

 

　I0：H0(w)=w

 

　I1：H1(w)=(w+63)mod126

 

　I2：H2(w)=(w+105)mod126

 

　I3：H3(w)=(w+42)mod126

 

　I4：H4(w)=(w+21)mod126

 

　I5：H5(w)=(w+84)mod126

 

　V个比特交织器每次各输出一个比特，正好可构成一个V比特的符号Y'：

 

　Y'w=(a0,w，a1,w，a2,w，...，aV-1,w)

 

　符号交织也采用块交织方式，块的大小等于OFDM的有效载波数，也即等于OFDM数据符号块的大小，对2k模式，交织器的大小为1512个符号；对8k模式，交织器的大小为6048个符号。符号交织是在OFDM数据符号块上进行的。在2k模式中，符号交织器读入12个126字节的比特交织器的数据，组成一个1512符号的序列Y'=(y0',y1',y2',...,y1512')。在8k模式中，符号交织器读入48个126字节的比特交织器的数据，组成一个6048符号的序列Y'=(y0',y1',y2',...,y1512')。经符号交织后输出的符号序列为Y=(y0,y1,y2,...,yNmax-1)，对2k模式，Nmax=1512；对8k模式，Nmax=6048。Y与Y'间的关系为

 

　yH(q)=yq'，q=0,1,...,Nmax-1

 

　H(q)为符号交织器的置换函数，2k模式与8k模式的H(q)算法原理图如图42所示。

 

　2、调制信号星座图和映射

 

　DVB-T系统中采用OFDM传输。在一个OFDM数据帧中，所有载波上使用一样的格雷码映射的QPSK、16QAM或64QAM调制。每次从内交织器中输出的V比特符号按图43所示映射成调制星座中的一个星座点。

 

　3、OFDM及帧结构

 

　OFDM用于消除地面广播中的回波干扰及其它线性失真所引起的符号间干扰(ISI)。在一般的数字通信系统中，消除ISI采用的是时域均衡器，但均衡器通常仅能消除时延较短的ISI，例如在GA系统中采用了256抽头的均衡器，但消除ISI的范围仅能达到2微秒左右。另外，时域均衡器，尤其是抽头较多的均衡器成本十分昂贵。前文说过，地面广播中的回波时延通常都比较长，都市中可达8-10微秒，而某些山区更是达到了20微秒以上。为有效消除地面广播中的回波干扰，DVB-T系统中采用了OFDM技术。OFDM最大的特点就是对ISI，尤其是时延较长的ISI具有很强的抵抗能力。此外，采用OFDM技术还可以在地面广播中实现单频率网(SFN)。SFN可以大大节省地面广播的频谱资源，但SFN中的ISI非常长，可达几十微秒，在这种环境就必须采用OFDM技术。DVB-T系统中使用2种模式的OFDM技术：2k模式和8k模式。2k模式所需的FFT点数较少，结构较为简单，比较适合于普通数字地面数字广播；8k模式具有更强的抵抗ISI的能力，比较适合于SFN。

 

　DVB-T是基于8MHz的地面电视频道设计数字电视的传输的，因此OFDM符号的频谱带宽不超过8MHz。

 

　OFDM传输帧由三个层次构成：一个OFDM符号由持续时间为Ts的k个载波构成，对2k模式k=1705，对8k模式k=6817。Ts由持续时间为Tu的有用信息传输周期和持续时间为Δ的保护间隔两部分组成。由68个OFDM符号组成一个OFDM帧，持续时间为TF。而每4个OFDM帧组成一个OFDM超帧，如图44所示。

 

　2k模式和8k模式的OFDM的基本参数见表6。

 

　从表6中我们还可以得出OFDM的在时间域内的采样值周期：

 

　T=896微秒/8192=224微秒/2048=0.109375微秒

 

　DVB-T系统中规定了四种保护间隔取值，它们都是以OFDM的时域样值周期T为基本单位的，即保

 

护间隔Δ为T的整数倍，见表7。

 

　从表7中可以看到，8k模式的最大保护间隔可达200微秒以上，2k模式的最大保护间隔为50多微秒。保护间隔越长，系统抵抗ISI的能力就越强，但要浪费更多的频带资源，多种保护间隔使用户可以根据实际情况在抵抗ISI能力与频带资源之间作综合考虑，提高了系统的灵活性。

 

　除了节目信息数据外，OFDM帧中还包括下述传输系统的辅助信息数据：

 

散布导频

 

连续导频

 

传输参数信令(TPS)导频

 

　4、散布导频与连续导频

 

　这里所谓的“导频”是指这样一些OFDM的载波，它们由接收机已知的数据调制，它们所传输的不是调制数据本身，因为这些数据接收机是系统已知的，设置导频的目的是系统通过导频上的数据传送某些发射机的参量或测试信道的特性。导频在OFDM中的作用十分重要，它的用处包括：帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计、传输模式识别和跟踪相位噪声等。调制导频的数据是从一个事先规定的伪随机序列发生器中生成的伪随机序列。

 

　DVB-T中规定了散布导频和连续导频。连续导频在每个OFDM符号中的位置都是固定的，在8k模式中插入了177个连续导频，在2k模式中插入了45个连续导频，见表8。

 

　散布导频的位置在不同的OFDM符号中有所不同，但以四个OFDM符号为周期循环，也就是说第1、2、3、4个OFDM符号中的散布导频的位置各不相同，但第5个OFDM符号与第1个OFDM符号中的导频位置是相同的，第6个OFDM符号与第2个OFDM符号中的导频位置是相同的，第7个OFDM符号与第3个OFDM符号中的导频位置是相同的，第8个OFDM符号与第4个OFDM符号中的导频位置是相同的，…，其余OFDM符号依此类推，如图45所示。

 

　不论导频的位置如何变化，各OFDM符号中用于传输有效节目信息的载波的数目都是恒定的，在2k模式中为1512，在k模式中为6048。

 

　由于导频在系统中的作用比较重要，为保证导频上数据的可靠性，防止噪声干扰，导频信号的平均功率要比其它载波信号的平均功率大16/9倍，即导频信号是在“提升的”功率电平上发射的。

 

　5、TPS

 

　TPS载波用于给出与传输方案参数，也即与信道编码和调制参数有关的信令。对2k模式，TPS在17个载波上并行传输；对8k模式，TPS在68个载波上并行传输。同一符号中的每个TPS载波传送相同的、差分编码的信息比特。一个OFDM符号中的TPS载波的位置如表9所示。

 

　TPS所传送的信息如下：QAM调制星座的类型，多级质量传送时的а值；

 

多级质量传送时的分层信息；保护间隔；卷积编码码率；OFDM的模式（2k或8k）；超帧中的帧数；

 

　TPS上所传输的数据共有68个比特，构成一个TPS数据块，每个OFDM符号中传输其中的一个比特，一个OFDM帧正好传输一个TPS数据块，TPS数据块以OFDM帧为周期循环传送。TPS数据块的定义为：

 

1个初始化比特

 

16个同步比特

 

37个信息比特

 

14个误码校验比特

 

　在37个信息比特中，目前只使用了23个，其余14个留待将来使用，应置为0。TPS数据块的定义见表10。

 

　6、OFDM频谱模板

 

　OFDM信号的频谱不是采用平方根升余弦滚降信号，而是近似于矩形频谱，Δ=Tu/4如图46所示。

 

　7、自动增益控制（AGC）和自动频率控制（AFC）

 

　AGC用于将接收信号的功率恢复到标称数值，以便进行解调。AFC用于校正接收OFDM信号的频率偏移。由于发射端的OFDM信号只需进行D/A变换，不需要进行基带成形，因此接收端的OFDM信

 

号对时域采样时刻的准确性要求较低，但另一方面对频域载波的频率准确性要求很高，因此需要进行AFC。

 

　8、单抽头均衡器和相位校正

 

　由于OFDM将ISI的影响转换成为每一载波上的复数乘法因子，即幅度衰减和相位旋转，而这一因子可由导频测出，因此只需要一个抽头的均衡器就可以校正这种幅度上的衰减和相位旋转。

 

　9、DVB-T传输系统的传输能力

 

　DVB-T传输系统在各种调制方案、保护间隔和卷积编码码率下可传输的节目码流的比特率如表11所示。（全文完）